专利名称：确定fractional-n pll合成器信号偏移项的方法，实现该方法的合成器，信号处理装置及 ...的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于确定小数N分频锁相环合成器信号偏移项的方法。这类方法应用于诸如接收机上，特别是应用于类似移动电话和全球导航卫星系统的直接序列扩展频谱(DSSS,Direct SequenceSpread Spectrum)信号接收机上。本发明还涉及一种用于实现该方法的合成器和包含该合成器的信号处理装置，以及具有这类信号处理装置的全球导航卫星系统接收机。
背景技术：
锁相环(PLL，Phase-locked Loop)合成器应用于各种环境中。其中，在该锁相环合成器反馈路径中的分频器由基准信号导出高频合成器信号。小数N分频器的使用考虑到使合成器信号频率与基准信号频率相关的小数分频比，因而适合于可能频段的相对较窄的间距。通常使用在两个或两个以上不同整数分频比之间定期切换的计数分频器来实现此类反馈路径。举例来说，在所谓的双模小数N合成器中，分频器用于将合成器信号的频率K次(K times)除以整数N+l，L-K次(L-K times)除以N，其中L > K，则平均分频比Nf为N+K/L或(NL+K)/L，即:小数、非整数分频比。因为合成器信号的频率为Nf乘以基准信号的频率，故，可依参数N，L和K的选择，使输出信号频率在带有高分辨率的宽频带上进行变化。特别是可以使用积分-三角调制器(sigma-delta modulator)来控制分频器,但也存在着实现小数N分频器的其他可能方案。使用缺少整数分频器功能的小数分频器的锁相环合成器的问题在于:每当锁相环闭合且建立了锁定的两个锁定状态(state-of-lock)间隔被失锁的失锁(loss_of-lock)间隔分开的时候，在两个锁定状态间隔中的合成器信号部分通常相位不一致，也就是说，在与第一个间隔的未被干扰的合成器信号的虚拟延续(即:所述合成器信号会进行延续，就好像从未发生过失锁一样)相关的第二个间隔中，合成器信号部分会产生相移。在某些应用中，这种情况可以严重影响所接收信号的处理，特别是从该接收信号中进行可靠的数据抽取。现存有上述问题的多种解决方案。公开号为US 2009/0224974A1的美国专利已公开了根据权利要求1前序部分中的方法。这里，在电路处于节电模式并且除时钟之外的锁相环功能处于暂停的停工期(down-time)的之前和之后，确定合成器信号与来自时钟信号的基准信号之间的相位关系。将停工期之前和之后的合成器信号之间的相位偏移确定为停工期之后和之前的合成器信号与基准信号之间的相位关系差。上述方法很复杂，且依赖于频率高于合成器信号频率的基准信号，而通常需要降低基准信号的频率。仅能以有限的精确度来确定合成器信号和基准信号之间相位关系。实际上，仅能确定合成器信号和基准信号的相位关系差上下限。在公开号为US6107843A的美国专利中公开了一种方法，其中，可通过在一些或全部上述指定为N、L和K的参数的不同值之间进行切换来改变分频比。为了维持相位一致性，仅在基准信号的周期数为L的倍数或在使用不同L值情况下基准信号的周期数为这些值的最小公倍数时，可允许不同参数集间的切换。该方法在不同参数集的预期转换完成之前通常需要一等待周期。这样，不可能确定由无法预见的突然失锁引起的相位偏移。在公开号为US6556082B2和US7463710的美国专利中公开了类似的方法。在这两个美国专利的后者中，也描述了通过对相当于L的参数进行瞬态修改来调整锁相环合成器信号的相位。

发明内容
本发明的目的在于提供一种在锁相环小数N合成器产生短暂失锁的所有情况下可以稳定工作的通用方法。该发明目的由权利要求1特征部分中的技术特征来实现。使用根据本发明的方法，在失锁发生前后，可估计合成器信号之间的相位关系，并可基本精确地对该相位关系进行补偿，即便该失锁是由一些突发、不可预料的事件引起的。也就是说，本方法不取决于失锁是否由中间切换至不同反馈路径，调谐电容的切换，连接至锁相环的电路的部分电压突增或掉电，或其他类似原因引起的。根据本发明的方法简单且易于操作。不同分频比之间的切换不受瞬态限制。本方法不依赖于如何实现分频器，特别是指分频器无需为与现有技术相关的上述类型。本发明的另一目的是提供一种能够实现根据本发明的方法的合成器。根据权利要求6的合成器适合于该目的。该合成器的结构简单，性能可靠。本发明的另一目的是提供一种具有根据本发明的合成器的可用于校正数字信号的相位的信号处理装置。本发明的进一步的目的是提供一种具有根据本发明的信号处理装置的全球导航卫星系统接收机。


下面，参照用于示出并解释具体实施例的附图对本发明进行详细描述。图1为带有根据本发明的信号处理装置部分的全球导航卫星系统接收机的射频部的示意图；图2为其射频部在图1中示出、且带有根据本发明的信号处理装置的另一部分的全球导航卫星系统接收机的基带部的示意图；图3为根据本发明的小数N锁相环合成器第一实施例的示意图；图4为根据本发明的小数N锁相环合成器第二实施例的示意图；以及图5为根据本发明的方法中所使用的多个参数的时间相依性。
具体实施例方式下面介绍适合于GPS(全球定位系统)的GNSS(Global NavigationSatelliteSystem，全球导航卫星系统)接收机。该接收机包括根据本发明的信号处理装置。除了 GNSS接收机之外，本发明的信号处理装置可以应用于诸如其他环境，特别是诸如移动电话接收机的DSSS(Direct Signal Spread Spectrum,直达信号扩展频谱)接收机。如果使用了例如GL0NASS (格洛纳斯，俄罗斯卫星导航系统)或GALILEO (伽利略定位系统)的其他GNSS系统，或者本发明应用于例如移动电话的不同的环境，则明确有必要修正。该接收机(图1)包括天线1、天线I之后的射频部2、带通滤波器3、作为接收机时钟的 TCXO(Temperature Compensated CrystalOscillator,温度补偿晶体振荡器)4 以及基带部5(图2)。优选地，在一个半导体芯片上实现射频部2和基带部5，但其他方案也是可行的。带通滤波器3,—般为SAW (Surface Acoustic Wave,表面声波)滤波器,是一单独元件。温度补偿晶体振荡器4也是一单独元件，用于向射频部2并进一步向基带部5馈送介于19MHz 40MHz之间的基频，例如26MHz。在射频部2中，温度补偿晶体振荡器4的输出信号控制用于产生3’ 144MHz时钟信号的前端合成器6。从这一 3’ 144MHz时钟信号中导出具有一半频率即I’ 572MHz的两个下变频信号，其中一个下变频信号相对于另一下变频信号相移了 90。ο射频部2的天线输入端之后接有低噪声放大器7。该低噪声放大器7通过外部的带通滤波器3和可控射频放大器8与同样从前端合成器6处接收下变频信号的模拟混频器9a，b连接。模拟混频器9a，b—起构成了复合混频器。该复合混频器提供频率降至接近约3MHz中频的复合模拟信号的1、Q分量。在模拟混频器9a，b之后各连接一个具有20kHz左右截止频率的高通滤波器10a，b和一个通过可编程增益放大器12a，b与基带部5连接的具有7.5MHz左右截止频率的可控低通滤波器11a，b。温度补偿晶体振荡器4的输出信号也被馈送至基带部5。在该基带部5中，温度补偿晶体振荡器4与基带合成器13和用于生成频率为96MHz的时钟信号的锁相环合成器连接。该时钟信号的频率被随后的分频器14降至24MHz。在基带部5中，各具有5位(5bit)分辨率的A/D (模拟-数字)转换器15a，b，用于以24MHz的采样频率从可变增益放大器12a，b中采样信号，生成被馈送至将其频率降至基带的复合数字混频器16，并被馈送至频率分析器17a，b的复合数字中间信号。频率分析器17a，b的输出端连接至控制射频部2中的低通滤波器lla，b的控制单元18。复合混频器16之后接着具有3MHz截止频率的抽选滤波器19a, b和下采样器(down-samplers) 20a, b。A/D转换器15a, b,复合混频器16,频率分析器17a，b，抽选滤波器19a，b以及下采样器20a，b受控于来自分频器14的时钟信号。用于通过去除连续波干扰而过滤原始数字信号的带阻单元21，和用于将所过滤的数字信号从6位降至3位的抽选器22之后连接有频率分析器23，并通过下采样器24a，b与用于识别GNSS系统的特定卫星发射的信号分量的采集单元25连接，以及与用于持续追踪所述信号分量、分析信号分量时间延迟并用于从信号分量中提取数据位的跟踪单元26连接。控制单元18使用该频率分析器23的输出信号来控制带阻单元21。分频器27根据分频器14所输出的24MHz信号生成用于控制带阻单元21、抽选器22、频率分析器23、下采样器24a，b以及跟踪单元26的8MHz时钟信号。另一分频器28为采集单元25提供2MHz时钟信号，采集单元25还接收来自基带合成器13的96MHz时钟信号。控制单元18接收来自跟踪单元26的数据。除了由个别卫星发射的信号时间延迟之夕卜，该数据包括从该信号中提取的历书和星历数据。控制单元18根据该历书和星历数据计算GNSS接收机的位置。还可以通过本技术领域的公知方法来实现包括存储在该接收机中的额外数据或通过其他连接传送至该接收机中的额外数据的该计算。控制单元18还控制采集单元25和跟踪单元26。
复合混频器16 受控于 NCO(Numerically Controlled Oscillator,数控振荡器)29。NC029接收分频器14的输出信号和来自于偏差运算单元30的相位校正信号。该偏差运算单元30受控于从前端合成器6的周期计数输出中接收的周期计数信号，前端合成器6在下文中将详细介绍。由天线1(图1)接收到的模拟信号被低噪声放大器7放大之后，其频谱被带通滤波器3降至中心位于I’ 575.42MHz GPS频率的30MHz频带。在进一步放大及混频之后，由高通滤波器10a, b去除掉任意直流分量(DC component),并由低通滤波器11a, b抑制高频，以抑制混频时产生的交叉混叠(ant1-aliasing)。控制单元18(图2)基于频率分析器17a，b这样的输出-关于以3MHz为基准频率、在7.5MHz上衰减不超过_3dB、在12MHz上衰减至少-12dB的信号，即:在基带部5输入端上的A/D转换器15a，b的半采样率信号来控制低通滤波器lla，b。可编程增益放大器12a，b将该信号调整到适合A/D转换器15a，b的动态输入范围。然后，由基带部5的A/D转换器15a，b将所放大和过滤的复合模拟信号转换成复合数字信号，之后由复合数字混频器16将其衰减，即基本被转换至O。在其频谱被抽选滤波器19a，b降至3MHz频带之后，其采样率被下采样器20a，b降至8MHz。之后，这一被限制在从-3MHz延伸至3MHz的固定原始信号频带上的原始数字信号被馈送至带阻单元21进行滤波。多个连续波干涉可以被抑制的同时该原始数字信号几乎无失真，以生成滤过的被限制在与原始信号频带相一致的所滤过信号频带上的数字信号。在下一步中，在使用非线性抽选表的抽选器22中将所滤过的数字信号从6bits再量化为3bits。由此产生的数字信号随后被平行馈送至频率分析器23、跟踪单元26并经由将采样频率降至2MHz的下采样器24a，b送至采集单元25。在采集单元25中，将从该输入信号提取出的信号与内部产生的GNSS卫星特征序列和多种码相位移在多种多普勒频率上相对应。相对较低的2MHz采样率可使该信号被高效处理，由此可快速检测所接收的卫星信号。另一方面，在跟踪单元26中，所应用的序列、多普勒频率及码相移可在采集单元25中产生高相关值。较高的采样频率8MHz考虑到非常精确的相关峰值定位以及该卫星信号的相关相位，相应地接收机位置能够精确计算。来自频率分析器23的结果用于检测任意连续波干涉以及确定这些连续波干涉的干涉频率。在此之后，由控制单元18使用该结果控制带阻单元21以抑制该干涉频率。频率分析器23可以是使用带有变化扫描频率和恒定序列的频道的跟踪电路26—的部分。可通过以例如IkHz为步(st印)逐步地循环扫频上述原始信号频带，并比较个体能量密度和整个频带的平均值来识别上述干涉频率。前端合成器6是如图3详细示出的本发明的小数N锁相环合成器。可作为具有电荷泵的相位频率检测器使用的相位检测器31包括用于接收具有来自于温度补偿晶体振荡器4的固定基准频率f；的周期基准信号的第一输入端以及第二输入端。相位检测器31的输出端通过环路滤波器32和低通滤波器与VC0(voltage_controlledoscillator，压控振荡器)33连接。由后者(压控振荡器33)生成的合成器信号，具有合成器频率fs的周期信号，被相移器34转换成频率fd为合成器信号频率fs的一半的两个周期下变频信号。其中一个下变频信号相对于另一个下变频信号相移η/2或90°。还可将这两个下变频信号看作是单独的复合下变频信号。如上所述，所述下变频信号被分别送至模拟混频器9a，b。压控振荡器33的输出端也通过带有分频器35的反馈路径与相位检测器31的第二输出端连接。分频器35是一个将合成器信号的频率fs除以一个大于I的小数分频比Nf来提供分频信号的小数N分频器。其可以公知方式被配置为周期性地将合成器信号频率K次(Ktimes)除以N+1，L-K次(L_K times)除以N，其中N、L、K为整数，且N彡I以及L > K。平均分频比Nf则为N+K/L或(NL+K)/L，即:平均分频比为小数，非整数分频比。尤其地，分频器35可以受控于Σ Δ调制器(sigma-deltamodulator)。然而,如何应用小数N分频器35并不重要。总之，分频信号(d)的频率ffd与合成器频率fs以如下公式相关:(I) ffd = fs/Nf作为加减计数器36使用的周期检测器与并联于相位检测器31第一输入端的前端合成器6的输入端以及分频器35的输出端连接。在前端合成器6的周期计数输出端生成上述提供给偏差运算单元30的周期计数信号。图5示出了作为时间函数的多个参数，其中，按照(a)所示的基准信号周期来测量时间。需要注意的是，图5仅用以说明，并不能反映分频比和在GNSS电路中使用的其他参数。当前端合成器6被锁定时，相位检测器31以这样的方式控制压控振荡器33，使基准信号(a)与分频信号(d)之间的相位差是优选为零的恒量。由此，分频信号(d)的频率ffd等于基准信号(a)的频率fr，而且基于公式(I)可推导出:(2) fs = Nf.fr这一情况示出在图5的第一锁定状态间隔I中。

当该锁定被解除时，即:基准信号(a)和分频信号(d)的相位差不再保持恒定，而是变化的，合成器信号(b)会有所不同，如图5的失锁间隔II所示，在一实例中具有较大频率。当恢复了锁定时，如图5所示的第二锁定状态间隔III，合成器信号(b)的频率fs再次满足关系式(2)。但是一般来说，位于失锁间隔II之前的锁定状态间隔I中的合成器信号部分与位于失锁间隔II之后的锁定状态间隔III中的合成器信号部分相位不一致。这一点从图5中合成器信号(b)与(c)之间的比较可以明显地得出，其中(c)表示未受到干扰的连续穿过失锁间隔II的虚拟合成器信号，也就是说，好像并未发生过失锁。显然，真实合成器信号(b)与虚拟合成器信号(C)相差相位偏移量Φ。由此，确定了允许通过适当地控制下文将详细说明的数控振荡器29来补偿相位偏移的校正项。为了该目的，加减计数器36响应图5中的基准信号(a)的周期以及分频信号(d)的周期，例如，当其检测到分频信号(d)的上升沿时，加1，当其检测到基准信号(a)的上升沿时，减I。只要前端合成器6锁定在第一锁定状态间隔I中，基准信号(a)和分频信号(d)的信号沿便会基本一致。如(e)所示的加减计数器36的计数由此保持在零上。在失锁间隔II期间，由于合成器信号(b)频率的增加，分频信号(d)的上升沿开始领先于基准信号(a)的上升沿。由此，加减计数器36开始记录分频信号(d)和基准信号(a)的上升沿，并作出相应的加减。当在校正时间之后完全恢复锁定时，也就是，在第二锁定状态间隔III中，随着基准信号(a)和分频信号(d)的上升沿再次吻合，计数保持恒定。计数的稳定性可作为锁定状态复位的标准。
计数(e)示出了分频信号(d)的周期数Cfd与基准信号(a)的周期数(；之间的周期差D，即:(3) D = Cfd-Cr该周期差产生于失锁间隔II中。该周期差由周期计数信号编码。因为频率关系式(I)始终有效，无论合成器是否被锁定，在偏差运算单元30中都可确定出在失锁过程中产生于真实合成器信号(b)和虚拟合成器信号(C)之间的反映相位偏移的偏移项，具体如下:(4) d = Nf.D即:失锁间隔II结尾处的分频比与周期差之乘积。合成器信号(b)的实际相位偏移量φ为2 π d。因为下变频信号的频率fd是合成器信号(b)的频率fs的一半，因此在下变频信号中产生了δ = φ/2的相移。因下变频信号的周期性而仅使相位以2 π为模，相移可被重新定义为:(5) δ = rnod(cp/2, 2π)在偏差运算单元30中计算对应的校正项-δ，并使用该校正项-δ按如下说明控制数控振荡器29。当然，这一运算与直接使用d/2的小数部分等效，且比直接使用d/2的小数部分还要方便，即:(6)d，= mod (d/2,1)计算出的相移为:(7) δ = 2 d，在相移运算之后，可将加减计数器36重置为零。在图5的示例中，分频比Nf等于3.25，分频信号⑷在失锁间隔II中的上升沿Cfd的数量为9，基准信号(a)在失锁间隔II上的上升沿数量(；为4。因此，在失锁间隔II结尾处的周期差D (e)为5，且偏移项d = Nf.D等于16.25，由此因周期性以及π /4或45°下变频信号的相移S降至η/2或90°的合成器信号的相移δ为32.5π。还可使用推导出d’ = mod (d/2,1) = 0.125的(6)以及(7)直接导出该结果。校正项为/4，相移δ的负数。当然，还可使用为分频信号上升沿倒计数、为基准信号上升沿正计数或者为下降沿可逆计数的加减计数器36。但是，周期检测器还可以其他方式实现，例如，使用包括分别对分频信号(d)的周期和基准信号(a)的周期进行计数的两个递增计数器的周期计数器来替代加减计数器。然后周期计数信号将这两个计数器的结果编码，并在偏差运算单元30中确定周期差D为失锁间隔结尾处的两计数器结果之差，并重置这两个递增计数器。进一步而言，周期检测器仅仅记录下诸如分频信号和基准信号中的上升沿，并在周期信号中将这些上升沿编码。然后可在偏移运算单元中完成实际的计数。此处所需的在天线I处接收到的信号分量可表示为:(8) S (t) = M(t) cos2 π fct其中，f。表示载波频率，M(t)为采用数值+1和-1来数据编码的调制器。由将该信号与前端合成器6产生的下变频信号进行混频的模拟混频器9a，b产生的下变频cos2 π fdt和sin2 π fdt分别生成一复合模拟下变频信号。由滤波器10a,b滤波,经可变增益放大器放大，最终由A/D转换器15a, b进行A/D转换后产生一复合数字中间信号:
权利要求
1.一种用于确定在第二锁定状态间隔(III)期间小数N分频锁相环合成器信号(b)的偏移项的方法，其中，第二锁定状态间隔(III)在失锁间隔(II)之后，失锁间隔(II)在第一锁定状态间隔(I)期间之前，所述偏移项是指所述第二锁定状态间隔(III)的相位相对于第一锁定状态间隔(I)的合成器信号(b)的相位而言；所述合成器信号(b)在锁定状态间隔(I，III)期间经反馈路径被锁定到基准信号(a)，以使得基准信号(a)和由所述合成器信号(b)导出的分频信号(d)之间的相位关系恒定，其中，分频信号(d)与除以小数分频比后的所述合成器信号(b)的频率相等，其特征在于， 确定所述基准信号(a)的周期数与所述失锁间隔(II)期间内所述反馈路径的所述分频信号(d)的周期数之间的周期差，并将所述反馈路径的所述合成器信号(b)的偏移项确定为与所述分频比和所述周期差之积成比例的数值。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据以下步骤由模拟输入信号生成经相位校正数字信号，从而使在所述第二锁定状态间隔(II)中的经相位校正的数字信号部分与在所述第一锁定状态间隔(I)中的经相位校正的数字信号部分相位一致: 通过将所述模拟输入信号与所述合成器信号(b)导出的下变频信号混合来下变频转换所述模拟输入信号； 将由此生成的下变频模拟信号转换为数字信号；以及 根据所述数字信号生成经相位校正数字信号，具体为包括:在所述失锁间隔(II)之后，由所述偏移项导出校正项，并根据所述校正项校正在所述第二锁定状态间隔(III)期间的数字信号相位。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述数字信号为复合数字中间信号，通过将所述复合数字中间信号与复合数字指数信号混合从所述复合数字中间信号中得到所述经相位校正的数字信号；根据所述 复合数字指数信号受控于相位校正与所述校正项成比例来实现相位的校正。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述复合数字指数信号为衰减信号，以使所述经相位校正的数字信号为经相位校正的基带信号。
5.根据权利要求1至4中任意一项所述的方法，其特征在于，交替使用两条或两条以上的反馈路径，在每种情况下以特定分频比导出所述分频信号；在这些情况下，每个反馈路径具有多个包含可选反馈路径的任意锁定状态间隔的失锁间隔，并且在每个反馈路径的失锁间隔之后，为每个反馈路径确定偏移项。
6.一种实现权利要求1至5中任意一项所述方法的小数N分频锁相环合成器，包括: 相位检测器(31)，具有用于接收周期基准信号(a)的第一输入端； 振荡器，受控于所述相位检测器(31)，用于生成合成器信号(b)； 反馈路径，包括输入端连接至所述振荡器的输出端、用于在输出端生成频率与除以小数分频比后的合成器信号(b)的频率相同的分频信号的分频器(35);连接至或可连接至所述相位检测器(31)的第二输入端的所述分频器(35)的输出端用于关闭所述反馈路径，其特征在于，还包括: 周期检测器，与所述相位检测器(31)的第一输入端和所述分频器(35)的输出端连接，且响应基准信号(a)周期和分频信号(d)周期；所述周期检测器在所述合成器的周期计数输出端提供周期计数信号。
7.根据权利要求6所述的合成器，其特征在于，所述周期检测器为加减计数器(36)，对检测到的所述分频信号(d)的周期递增计数；对检测到的所述基准信号(a)的周期递减计数，反之亦然。
8.根据权利要求6或7所述的合成器，其特征在于，还包括: 相移器(34)，用于由所述合成器信号(b)得到第一下变频信号以及相对于所述第一下变频信号相移η/2而得到的第二下变频信号。
9.根据权利要求6至8中任意一项所述的合成器，其特征在于，包括: 两条或两条以上的反馈路径，各反馈路径上具有输入端连接至所述振荡器的输出端的分频器(35a，35b)，用于在其输出端生成频率与所述合成器信号频率的关系为针对该反馈路径的非整数分频比(Nfa ；Nfb)的分频信号； 反馈开关(37)，凭借所述反馈开关(37)，所述分频器(35a，35b)的各输出端能够交替地连接至所述相位检测器(31)的第二输出端，以关闭各自的所述反馈路径； 对于每条反馈路径，具有一连接至所述相位检测器(31)的第一输入端和所述分频器(35a, 35b)的输出端、并响应于基准信号(a)周期和分频信号(d)周期的周期检测器；以及 输出开关(38);凭借该输出开关(38)，每个周期检测器的输出能够交替地连接至所述合成器的周期计数输出端。
10.一种信号处理装置，包括如权利要求8或9所述的前端合成器(6，6’)，其特征在于，还包括: 用于接收所述第一下变频信号的第一模拟混频器(9a)，和用于接收所述第二下变频信号的第二模拟混频器(％)，以生成模拟输入信号，即复合下变频模拟信号； A/D转换器(15a，15b)，用于由所述复合下变频模拟信号生成复合数字中间信号；以及 复合混频器(16)，受控于用于提供根据依赖于周期计数信号的校正项进行相位校正的复合数字指数的数控振荡器(29)。
11.根据权利要求10所述的信号处理装置，其特征在于，还包括: 偏差运算单元(30)，连接于所述合成器(6，6’ )的所述周期计数端和所述数控振荡器(29)之间，且用于根据分频比和由周期计数信号导出的周期差之积导出校正项。
12.—种全球定位系统接收机，包括如权利要求10或11所述的信号处理装置。
全文摘要
一种小数N分频锁相环合成器(6)具有加减计数器(36)，该计数器对由分频器(35)利用在合成器(6)反馈路径上的小数分频比生成的分频信号的上升沿作递增计数，对基准信号的上升沿作递减计数。之后，将在失锁间隔以前与失锁间隔以后之间的部分合成器信号的相位偏移估算为与分频比和由加减计数器(36)在失锁间隔之后记录下的周期差之积成比例的数值。从相位偏移中导出的校正项可应用于诸如GNSS接收机中使用的信号处理装置中，用于由模拟输入信号生成经相位校正的基带信号，在失锁间隔之前的信号部分和失锁间隔之后的信号部分相位一致。在输入信号与由合成器信号导出的下变频信号混合并形成复合数字中间信号之后，将与校正项成比例的相位校正应用于数控振荡器中，以生成一衰减信号并将该信号馈送至复合混频器从而将该中间信号移至基带。
文档编号G01S19/37GK103199858SQ20121057533
公开日2013年7月10日 申请日期2012年12月26日 优先权日2012年1月6日
发明者托马斯·布劳纳 申请人:瑞士优北罗股份有限公司