专利名称：用于开关电源的调光电路的相角测量的制作方法
技术领域：
本发明总体上涉及电源，并且更具体地，涉及和调光器电路一起使用的电源。
背景技术：
电子设备使用电力来运行。开关模式电源由于其效率高、尺寸小和重量轻，被普遍用来为许多现在的电子装置提供动力。常规的壁式插座提供高电压交流电。在开关电源中， 高电压交流(ac)输入通过能量传递元件(energy transfer element)被转换，以提供适当调节的直流(dc)输出。开关模式电源控制电路通常通过检测代表一个或多个输出量的一个或多个输入并且控制闭环中的输出来提供输出调节。在运行中，在开关模式电源中通过改变开关的占空比(通常是开关的接通时间与总开关周期之比)、改变开关的开关频率或改变开关的每单位时间的脉冲数，利用开关提供期望的输出。在用于照明应用的一种调光中，三端双向可控硅(triac)调光器电路通常去除ac 输入电压的一部分以限制提供给白炽灯的电压和电流的量。这被称为相位调光，因为用以度为单位测量的ac输入电压周期的一部分指定缺失电压的位置通常是便利的。一般而言， ac输入电压是正弦波形，并且ac输入电压的周期被称为全线循环(linecycle)。这样，ac 输入电压的周期的一半被称为半线循环。一个完整的周期具有360度，半线循环具有180 度。通常，相角是对调光器电路去除每一个半线循环多少度(相对于零度参考)的测量。这样，三端双向可控硅调光器电路在半线循环中去除ac输入电压的一半对应于90度的相角。 在另一个实施例中，在半线循环中去除ac输入电压的四分之一对应于45度的相角。虽然相角调光对直接接收变化的ac输入电压的白炽灯很有效，但是对于发光二极管(LED)灯它通常会导致问题。LED灯需要一个稳定电源从ac电力线提供调节的电流和电压。常规的稳定电源控制器通常不会如期望地对三端双向可控硅调光器电路去除ac输入电压的一部分做出响应。稳定电源通常被设计成忽略ac输入电压的失真。它们的目的是传送一个恒定的调节的输出，直到低输入电压导致它们完全关掉。这样，常规的稳定电源将不会对LED灯调光。除非用于LED灯的电源被特别地设计成以一种期望的方式对来自三端双向可控硅调光器电路的电压进行识别和反应，否则三端双向可控硅调光器可能会引起不可接受的结果，例如LED灯的闪烁，大相角下LED灯的闪光以及LED灯的色移。因此，电源可以包括一个改进的常规电源控制器，该改进的常规电源控制器被设计成通过如下方式响应三端双向可控硅调光器电路直接检测调光器电路输出的平均值(换句话说，在三端双向可控硅调光器电路已经去除ac输入电压的一部分之后的ac输入电压的平均值)，以确定所要求调光的量。一般而言，调光器电路输出的较小平均值会对应于去除ac输入电压的较大部分，因而对应于较大的相角。这样，改进的常规电源控制器利用这种关系来间接地确定相角并改变电源的输出被调节到的量。然而，通过以此方式间接测量相角，探测到的调光的量(并且因此电源的输出被调节到的量)受ac输入电压变化的影响。换句话说，通过调光器电路输出的平均值测得的相角的准确性取决于ac输入电压的变化。


根据结合以下附图给出的对本发明的以下更具体描述，本发明的一些实施方案的上述以及其他方面、特征和优点将更明显。图1是示出了带有利用根据本发明一实施方案的控制器的调光器电路的示例性开关电源的功能方块图。图2A是示出了根据本发明一实施方案的图1的开关电源的示例性整流输入电压波形的图。图2B是示出了根据本发明一实施方案的图2A的示例性整流输入电压的一段 (section)和对应的零交叉信号的图。图3A是示出了根据本发明一实施方案的开关电源的另一示例性整流输入电压波形的图。图;3B是示出了根据本发明一实施方案的图3A的示例性整流输入电压的一段和对应的零交叉信号的图。图4是根据本发明一实施方案的控制器的功能方块图。图5是根据本发明一实施方案的图4的数模转换器的功能方块图。图6是示出了图4的计数器的示例性计数的表。图7是根据本发明一实施方案的图4的示例性线同步振荡器的功能方块图。在附图的所有若干视图中，对应的参考字符指示对应的部件。技术人员应理解，图中的元件是为了简化和清楚的目的而示出的，并且未必按比例绘制。例如，图中一些元件的尺寸可以相对于其他元件被夸大，以帮助提高对本发明不同实施方案的理解。此外，为了便于较少受妨碍地观察本发明这些不同实施方案，在商业可行的实施方案中有用或必需的常见但是众所周知的元件通常未被示出。
具体实施例方式本文中描述了用于调光电路的相角测量的控制器和电源的实施方案。在下文的描述中，阐明了多个具体细节，以提供对所述实施方案的透彻理解。然而，相关领域技术人员会认识到，在没有所述具体细节中的一个或多个的情况下，或者使用其他方法、部件、材料等等，可实施本文中描述的技术。在其他情况下，为了避免使某些方面模糊，没有示出或详细描述众所周知的结构、材料或操作。在该说明书全文中提到“一个实施方案”、“一实施方案”、“一个实施例”或“一实施例”意指关于该实施方案或实施例描述的特定特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施方案中。因此，在该说明书全文中各个地方出现的短语“在一个实施方案中”、“在一实施方案中”、“一个实施例”或“一实施例”未必全都指相同的实施方案或实施例。再者，所述特定特征、结构或特性可以在一个或多个实施方案或实施例中以任何合适的组合和/或子组合结合。此外，应理解，本文中提供的图是出于向本领域普通技术人员解释的目的，并且附图未必按比例绘制。对于相位调光应用，包括用于发光二极管(LED)的相位调光应用，相位调光器电路通常在每个半线循环去除ac输入电压的一部分，以限制提供给LED的电压和电流的量。 如上文提到的，相角通常是对调光器电路去除每个半线循环多少度的测量。例如，ac输入电压的半线循环可以具有180度的总度数。这样，调光器电路在半线循环中去除ac输入电压的一半对应于90度的相角。在另一个实施例中，在半线循环中去除ac输入电压的四分之一可对应于45度的相角。对于本发明的实施方案，通过ac输入电压的零交叉直接测量相角，以进行更精确的测量。零交叉一般指的是当ac输入电压与零电压交叉时。或者换句话说，零交叉指的是当ac输入电压的幅度从正数变成负数或者从负数变成正数时。然而，零交叉一般也可以指当信号基本接近零电压时。确定调光器电路输出(换句话说，在调光器电路已经去除ac输入电压的一部分之后的ac输入电压)的零交叉持续时间会向电源控制器发信号表明除了施加的调光的量之外，调光器电路正在被利用。在本发明的实施方案中，确定输出调光器电路的零交叉持续时间会直接测量相角。这样，测得的相角和探测到的调光的量将较少受ac 输入电压的变化影响。首先参考图1，示出了示例性开关电源100的功能方块图，包括ac输入电压 VAC102、调光器电路104、调光器输出电压VDQ106、整流器108、整流电压VKKT110、带有初级绕组114和次级绕组116的能量传递元件Tl 112、开关SPl 18、输入回路(return) 120、箝位电路122、滤波电容器Cf 124、整流器D1126、输出电容器C1128、输出量U。、输出电压V。、输出电流Itj、反馈电路132、反馈信号Ufb 134、控制器136、驱动信号138、电流检测输入信号140、 电压检测输入信号142和开关电流Id 144。在图1中还示出了耦合到开关电源100的输出的负载130。图1中示出的示例性开关电源100总体被构造为回扫调节器，回扫调节器是可以得益于本发明的教导的开关电源拓扑的一个实施例。然而，应理解，开关电源调节器的其他已知拓扑和构造也可以得益于本发明的教导。开关电源100从未调节的输入电压向负载130提供输出功率。在一个实施方案中，输入电压是ac输入电压VAe 102。在另一个实施方案中，输入电压是经整流的ac输入电压，例如整流电压Vkect 110。如所示出的，调光器电路104接收ac输入电压VAe 102并且产生调光器输出电压Vdq 106。在一个实施方案中，调光器电路104可以是相位调光电路， 例如三端双向可控硅相位调光器。调光器电路104还耦合到整流器108，并且调光器输出电压Vdq 106由整流器108接收。整流器108输出整流电压Vkect 110。在一个实施方案中， 整流器108可以是桥式整流器。整流器108还耦合到能量传递元件Tl 112。在本发明的一些实施方案中，能量传递元件Tl 112可以是耦合电感(coupled inductor) 0在一些实施方案中，能量传递元件Tl 112可以是变压器。在图1的实施例中，能量传递元件Tl 112 包括两个绕组，即初级绕组114和次级绕组116。然而，应理解，能量传递元件Tl 112可以具有不止两个绕组。初级绕组114还耦合到开关SP 118，开关SP 118然后耦合到输入回路 120。在一个实施方案中，开关SP 118可以是晶体管，例如金属氧化物半导体场效应晶体管 (MOSFET)。在另一个实施例中，控制器136可以被实现为单片集成电路，或者可以用分立电气部件或者用分立和集成部件的组合实现。控制器136和开关SP118可形成集成电路146 的一部分，集成电路146被制造为混合集成电路或单片集成电路。此外，在图1的实施方案中箝位电路122被示为并联耦合在能量传递元件Tl 112 的初级绕组114的两端。滤波电容器Cf IM可以与初级绕组114和开关SP118并联耦合。 换句话说，滤波电容器(；IM可以耦合到整流器108和输入回路120。能量传递元件Tl 112 的次级绕组116耦合到整流器Dl 126。在图1的实施例中，整流器Dl 1 被例示为二极
6管。然而，在一些实施方案中，整流器Dl 1 可以是用作同步整流器的晶体管。在图1中输出电容器Cl 1 和负载130均被示为耦合到整流器Dl 126。提供给负载130—输出，并且所述输出可以调节的输出电压％、调节的输出电流Itj或二者的组合的形式提供。在一个实施方案中，负载130可以是发光二极管(LED)阵列。开关模式电源100还包括电路，以调节被例示为输出量^的输出。一般来说，输出量U0是输出电压Vtj、输出电流Itj或二者的组合。反馈电路132被耦合，以从开关模式电源 100的输出检测输出量^，并且产生反馈信号Ufb 134。在另外的实施方案中，可以通过在变压器的输入侧检测代表输出量U0的一个或多个量来获得反馈信号Ufbo反馈电路132还耦合到控制器136的一端子，以使得控制器136接收反馈信号Ufb 134。控制器136还包括用于接收电流检测输入信号140的端子。电流检测输入信号140代表开关SP 118中的开关电流Id 144。此外，开关SP 118从控制器136接收驱动信号138。此外，控制器136还可以包括用于接收电压检测输入信号142的端子。在图1的实施例中，电压检测输入信号142 代表整流电压Vkect 110。然而，在另外的实施方案中，电压检测信号142可以代表调光器输出电压Vm 106。在运行中，图1的开关电源100从未调节的输入一例如ac输入电压VAe 102—提供输出功率到负载130。可以在开关电源100的负载130是LED阵列时，利用调光器电路 104来限制传送到电源的功率的量。结果，传送到LED阵列负载的电流被限制，并且LED阵列变暗。如上文提到的，调光器电路104可以是相位调光器电路，例如三端双向可控硅调光器电路。当ac输入电压Vac 102与零电压交叉时，调光器电路104将ac输入电压Vac 102 断开。在给定量的时间之后，调光器电路104将ac输入电压Vac 102与电源100重新连接。 换句话说，调光器电路104可以中断ac输入电压Vac 102的相位。根据希望的调光的量， 调光器电路104控制ac输入电压Vac 102从电源断开的时间的量。一般来说，较多的希望的调光对应于这样的较长的时间段在该时间段内调光电路104将ac输入电压\c 102断开。如将会进一步讨论的，可以通过测量这样的时间段确定相角在所述时间段内调光电路 104将ac输入电压Vac 102断开。调光器电路104产生由整流器108接收的调光器输出电压VDQ106。整流器108产生整流电压Vkect 110。滤波电容器Cf IM过滤来自开关SP 118的高频电流。对于另外的应用，滤波电容器Cf IM可以足够大，以使得大体dc电压被施加到能量传递元件T1112。然而，对于带有功率因数校正(PFC)的电源，可以利用小滤波电容器Cf 124，以允许施加到能量传递元件T1112的电压基本跟随整流电压VKECT110。这样，可以选择滤波电容器Cf IM的值，以使得滤波电容器Cf IM上的电压在ac输入电压Vac 102的每个半线循环期间基本达到零。或者换句话说，滤波电容器Cf IM上的电压基本跟随调光器输出电压Vdq 106的正幅度。这样，通过检测滤波电容器(；IM上的电压(或者换句话说，整流电压Vkect 110)，控制器136可以探测调光器电路104何时将ac输入电压VAe 102从电源100断开。在另一个实施方案中，通过检测开关电流Id 144，控制器136可以探测调光器电路104何时将ac输入电压\c 102从电源100断开。开关电源100利用能量传递元件T1112在初级绕组114和次级绕组116之间传递电压。箝位电路122耦合到初级绕组114，以限制开关SP118上的最大电压。响应于驱动信号138，开关SP118打开和闭合。一般地应理解，闭合的开关可以传导电流，并且被认为是导通的，而打开的开关不能传导电流，并且被认为是断开的。在一些实施方案中，开关SP118 可以是晶体管，并且开关SP118和控制器136可以形成集成电路146的一部分。在运行中， 开关SP118的开关在整流器Dl 1 处产生脉冲电流。整流器Dl 1 中的电流由输出电容器Cl 128滤波，以在负载130处产生基本恒定的输出电压V。、输出电流Iq或者二者的组合。反馈电路132检测电源100的输出量队，以向控制器136提供反馈信号Ufb 134。 反馈信号Ufb 134可以是电压信号或电流信号，并且向控制器136提供关于输出量U0的信息。此外，控制器136接收传达(relay)开关SP118中的开关电流Id 144的电流检测输入信号140。开关电流Id 144可以以多种方式检测，例如像分立电阻器两端的电压或当晶体管正导通时该晶体管上的电压。此外，控制器136可接收传达整流电压Vkect 110的值的电压检测输入信号142。整流电压VkectIIO可以以多种方式检测，例如像通过电阻分压器检测。通过利用电流检测输入信号140所提供的开关电流Id 144，或者电压检测输入信号142所提供的整流电压Vkect 110或者二者的组合，控制器136可以确定相角。例如，控制器136测量其间调光器电路104将ac输入电压Vac 102从电源100断开的时间的长度。换句话说，控制器136测量其间调光器输出电压Vdq 106和整流电压Vkect 110基本等于零电压的时间的长度。为了测量相角，控制器136用半线循环的时间长度除其间调光器输出电压 Vdo 106和整流电压Vkect 110基本等于零电压的时间的长度。如将会进一步讨论的，通过确定整流电压VKEeT 110何时小于阈值电压Vth，控制器136确定调光器输出电压Vdq 106和整流电压Vkect 110何时基本等于零电压。此外，控制器136可以利用计数器测量其间整流电压Vkect HO小于阈值电压Vth的时间的长度。控制器136输出驱动信号138，以响应于各个系统输入操作开关SP118，从而将输出量U()基本调节到期望值。在一个实施方案中，驱动信号138可以是带有变化长度的逻辑高段和逻辑低段的矩形脉冲波形，其中逻辑高值对应于闭合的开关，并且逻辑低对应于打开的开关。在另一个实施方案中，驱动信号可以由基本固定长度的逻辑高(或导通(ON)) 脉冲组成，并且通过改变每振荡器循环数量的导通脉冲数量来调节。接下来参考图2A，示出了开关电源100的整流电压Vkect 110的示例性波形的图， 包括半线循环THl 202、阈值电压Vth 204、峰值电压Vp 206和段210。图2B示出了段210和对应的零交叉信号212。控制器利用零交叉信号212测量相角，并随后改变电源的输出被调节到的量。一般来说，ac输入电压Vac 102是正弦波形，其中ac输入电压Vac 102的周期被称为全线循环。数学上VAC = VpSinQ3IfLt)。其中Vp 206是ac输入电压Vac 102的峰值电压，并且&是线输入电压的频率。或者换句话说，&是ac输入电压Vac 102的频率。应理解，全线循环是线频率&的倒数，或者数学上全线循环=1/4。再者，半线循环Tm 202是
线频率的两倍的倒数，或者数学上7^ 整流电压VkectIIO是整流器108和调光电路
104的合成输出。对于图2A的实施例，整流电压Vkect 110的每一个半线循环Tm 202的开始基本等于零电压，对应于当调光器电路104将ac输入电压Vac 102从电源断开时。当调光器电路104将ac输入电压VAe 102重新连接到电源时，整流电SVkect 110基本跟随ac输入电压Vac 102的正幅度。或者数学上VKECT = |VDQ|。对于一些实施方案，阈值电压Vth 204基本等于零。对于一些实施方案，阈值电压Vth 204基本是整流电SVkkt 110的峰值电压Vp 206的五分之一。在一个实施例中，如果整流电压Vkect 110的峰值电压Vp 206基本等于125V，则阈值电压Vth 204基本等于25V。在另一个实施方案中，阈值电压Vth 204基本是整流电SVkect 110的峰值电压Vp 206的四分之一。应理解，随着阈值电压Vth 204的值更接近零电压，零交叉信号212指示整流电压Vkect 110基本等于零这一点越精确。然而，整流电压Vkect 110的值越接近零电压，控制器136的实施方案检测整流电压Vkect 110的值可能越难。特别地，当整流电压Vkect 110处于零电压或接近零电压时，控制器136通过电流检测信号140所提供的开关电流Id 144检测整流电压Vkect 110的值可能会有一些困难。这样，当整流电压Vkect 110的值处于零电压或接近零电压时，控制器136的实施方案可具有非零阈值电压Vth 204，以允许进行零电压状况的检测。此外，整流电压Vkect 110可能部分地因为滤波电容器Cf IM的选择值而不达到零。图2B示出了整流电压Vkect 110的段210和对应的零交叉信号212。本发明的实施方案利用零交叉信号212确定相角以及随后确定针对电源100的调光的量。当整流电压 Veect 110小于阈值电压Vth 204时，零交叉信号212处在指示整流电压Vkect 110小于阈值电压Vth 204的状态。零交叉信号212是带有逻辑高段和逻辑低段的矩形脉冲波形。对于图 2B中示出的实施例，当整流电压Vkect 110小于阈值电压Vth204时，零交叉信号212的值是逻辑高。当整流电压VkectIIO大于阈值电压Vth 204时，零交叉信号212的值是逻辑低。如上文提到的，一旦调光器电路104将ac输入电压VAe 102重新连接到电源100，整流电压Vkect 110跟随ac输入电压VAe 102的正幅度。这样，确定整流电压VKEeT 110何时接近零电压将对应于探测ac输入电压Vac 102何时与零电压交叉，因此有术语“零交叉”。然而，因为调光器电路104将ac输入电压VAe 102从电源断开，整流电压VKEeT 110 随后的部分基本等于零。这样，零交叉信号212处在指示整流电压Vkect 110小于阈值电压 Vth 204的状态。对于图2B中示出的实施例，零交叉信号212会是逻辑高值。相角是对调光器电路从ac输入电压Vac 102去除每个半线循环Tm 202多少度的测量。因此，通过测量其间零交叉信号212处在指示整流电压Vkect 110小于阈值电压Vth 204的状态(即实施例中的逻辑高)的时间的长度，控制器136可以测量相角。对于图2B，其间零交叉信号处在逻辑高值的时间的长度由Tz 218表示，该Tz 218在本文中称为零交叉脉冲宽度Tz 218。 根据本发明的实施方案，可以通过把零交叉脉冲宽度Tz 218除以半线循环Tm202来计算相
角(以度为单位表示)，或者数学上相角(以度为单位表示)=f (I8O)。如
上文提到的，典型的调光系统通过测量在调光器电路已经去除ac输入电压的一部分之后的ac输入电压的平均值来确定调光的量。调光器电路输出的较小的平均值将对应于较大的相角。这样，典型的控制器利用这一关系间接确定相角，并且改变电源的输出被调节到的量。然而，通过以此方式间接测量相角，探测到的调光的量(并且因此电源的输出被调节到的量)会受ac输入电压的变化影响。换句话说，通过调光器电路输出的平均值测得的相角的精确性将依赖于ac输入电压的变化。通过对零交叉脉冲宽度Tz 218的长度计数并将该长度与半线循环Tm 202比较，控制器136可以无关于ac输入电压Vac 102的形状并无关于 ac输入电压V&102的变化，计算调光器电路104的相角以及确定所需的调光的量。这样， 控制器136可以更精确地确定相角和调光的量，并且测得的相角将较少受ac输入电压的变化影响。
希望的调光的量对应于其间调光器电路104将ac输入电压VAC102从电源断开的时间的长度。应理解，调光器电路104还包括一输入(未示出)，该输入为调光器电路104 提供与希望的调光的量相关的信息。调光器电路104将ac输入电压Vac 102从电源断开的时间越长，整流电压Vkect 110基本等于零电压的时间越长。结果，零交叉脉冲宽度Tz 218 的长度对应于调光器电路104提供的调光的量以及对应的相角。如将会进一步讨论的，控制器136使用计数器确定零交叉脉冲宽度Tz 218的长度。当零交叉信号212跳到逻辑高值时一在图2B中由开始时刻tSTAKT 214指示一计数器开始计数。当零交叉信号212跳到逻辑低值时一在图2B中由停止时刻tSTOP 216指示一计数器停止计数。在停止时刻tSTOP 216从计数器输出的计数是对零交叉脉冲宽度Tz 218长度的测量的一个实施例。在本发明的一个实施方案中，计数器可以继续对半线循环Tm 202 的长度计数，并且控制器可以确定相角。在本发明的另一个实施方案中，控制器136对半线循环Tm 202使用固定计数。例如，控制器136可以将半线循环Tm 202的总计数固定为320 个计数。当半线循环Tm 202的总计数固定时，相角的每个可能度数将被固定为零交叉脉冲宽度Tz 218的具体计数。可以选择每半线循环Tm 202的总计数，以使得每计数的百分误差在可接受的容限水平内。每半线循环Tm 202的总计数越大，每计数的百分误差越小，或
者数学上每计数的误差(以百分数的形式表示)=丄(100 )，其中M是半线
M
循环Tm 202的总计数。如果半线循环Tm 202的总计数等于100，每计数的百分误差将是 1%。如果半线循环Tm 202的总计数等于320个计数，每计数的百分误差将是0.31%。如将会进一步讨论的，图4和图5示出了控制器136如何确定相角并使用所确定的相角促进调光。接下来参考图3A，示出了整流电压Vkect 310的另一个示例性波形，包括半线循环 Thl 302、阈值电压Vth 304、峰值电压Vp 306和段311。图示出了整流电压Vkect 310的段 311以及对应的零交叉信号312。半线循环、302、阈值电压Vth 304和峰值电压Vp 306可以是图2A和2B中示出的半线循环、202、阈值电压VTH204和峰值电压Vp 206的另外的实施例。整流电压Vkect 310的示例性波形类似于图2A中示出的整流电压VKEeT 110。在图 2A的实施例中，整流电压Vkect 110是调光器电路104例如三端双向可控硅调光器在每一个半线循环Tm 202的开始将ac输入电压Vac 102断开的结果。然而，图3A和图中示出的整流电压VKEeT 310是调光器电路104在每一个半线循环Tm 302的结尾将ac输入电压Vac 102断开的结果。结果，在半线循环Tm 302的结尾整流电压Vkect 310基本等于零电压。在半线循环Tm302的开始，整流电压Vkect 310基本跟随ac输入电压VAe 102的正幅度，直到调光器电路104将ac输入电压VAe 109从电源100断开。然后整流电压VKEeT 310的值落到大致零电压，直到下一个半线循环的开始。图:3B示出了整流电压Vkect 310的段311和对应的零交叉信号312。本发明的实施方案利用零交叉信号312确定相角以及随后确定针对电源100的调光的量。当整流电压 Veect 310小于阈值电压Vth304时零交叉信号312指示零交叉状况存在。对于图的实施例，当整流电压Vkect 310小于阈值电压Vth 304时，零交叉信号312的值处在逻辑高值。当整流电压Vkect 310大于阈值电压Vth304时，零交叉信号312的值处在逻辑低值。
如上文提到的，其间零交叉信号312处在指示零交叉状况存在的逻辑高值的时间的长度被称为零交叉脉冲宽度Tz 318。零交叉脉冲宽度Tz 318的长度被用来测量相角和调光器电路104所指示的调光的量。根据本发明的实施方案，可通过比较零交叉脉冲宽度 Tz 318和半线循环THL 302来计算相角，或者数学上相角(以度为单位表示)=
JT- (180)。通过对零交叉脉冲宽度Tz 318的长度计数并比较零交叉脉冲宽度Tz 318和
半线循环Tm 302的长度，控制器136可以无关于ac输入电压\c 102的形状并无关于ac 输入电压Vac 102的变化，计算调光器电路104的相角以及确定所需要的调光的量。控制器136可以使用计数器确定零交叉脉冲宽度Tz 318的长度。当零交叉信号312跳到逻辑高值时一在图:3B中由开始时刻tSTAKT314指示一计数器开始计数。当零交叉信号312跳到逻辑低值时一在图:3B中由停止时刻tSTOP 316指示一计数器停止计数。在停止时刻tSTOP 316从计数器输出的计数是对零交叉脉冲宽度Tz 318的测量的一个实施例。在本发明的一个实施方案中，计数器可以继续对半线循环Tm 302的长度计数，并且控制器可以比较零交叉脉冲宽度1 318的计数和半线循环Tm 302的计数，以确定相角。在本发明的另一个实施方案中，控制器136对半线循环Tm 302使用固定计数。例如，控制器136可以将半线循环Tm 302的总计数固定到320个计数。当半线循环！^ 302的总计数固定时，相角的每个可能度数将被固定为零交叉脉冲宽度Tz 318的具体计数。可以选择每半线循环Tm 302的总计数，以使得每计数的百分误差在可接受的容限水平内。每半线循环Tm 302的总计数越大，每计数的百分误差越小，或者数学上每
计数的误差(以百分数的形式表示)=丄(100)，其中M是半线循环、302
M
的总计数。如果半线循环Tm 302的总计数等于100，每计数的百分误差将是1%。如果半线循环Tm 302的总计数等于320个计数，每计数的百分误差将是0. 31 %。如将会进一步讨论的，图4和图5示出了控制器136如何确定相角并使用所确定的相角促进调光。接下来参考图4，示出了控制器136的功能方块图，包括反馈信号Ufb 134、驱动信号138、电流检测输入信号140、电压检测输入信号142、零交叉探测器402、振荡器404、系统时钟信号405、计数器406、可选的偏置部件407、数模转换器408 (D/A转换器408)、放大器 410、零交叉信号412、驱动逻辑部件414 (即驱动信号发生器)、零交叉参考416和参考电压 418。零交叉信号412是图2B和;3B中示出的零交叉信号的一个实施例。图4示出了控制器136如何测量相角并利用相角改变参考电压418，从而促进电源100输出的调光。反馈信号134、驱动信号138、电流检测输入信号140和电压检测输入信号142 如上文所述地耦合和起作用。控制器136还包括零交叉探测器402，该零交叉探测器402耦合到并接收电流检测输入信号140和零交叉参考416。零交叉探测器402还可以接收电压检测输入信号142。零交叉参考416代表阈值电压Vth(如以阈值电压Vth 204和304的形式所讨论的)，并且零交叉探测器402输出零交叉信号412。如上文提到的，零交叉信号412 指示零交叉状况何时存在，或者换句话说整流电压Vkect 110何时落在阈值电压Vth以下。零交叉信号412是带有变化长度的逻辑高段和逻辑低段的矩形脉冲波形。零交叉信号412的连续上升沿之间的长度基本等于半线循环Tm。此外，逻辑高段的时间长度基本等于零交叉脉冲宽度Tz。在一个实施方案中，零交叉探测器402从电压检测信号142接收关于整流电
11压Vkkt 110的信息，并且零交叉探测器402利用电压检测信号142和零交叉参考416产生零交叉信号。在另一个实施方案中，零交叉探测器402从电流检测信号140提供的开关电流 Id 144接收关于整流电压Vkect 110的信息，并且零交叉探测器402利用电流检测信号140 和零交叉参考416产生零交叉信号。在又一个实施方案中，零交叉探测器402从电压检测信号142和电流检测信号140 二者接收关于整流电压Vkect 110的信息，并且利用电流检测信号140、电压检测信号142和零交叉参考416产生零交叉信号。当开关SP 118导通时，开关SP 118的电压和电流之间的关系可以表示为 m =、学,其中Lp是初级绕组114的电感。对于在断续传导模式(DCM)下运行的电源，
在任意开关循环期间，这一关系还可以表示为凡唭中Ipeak是开关电流Id 144
1on
的峰值，并且是开关SP 118的导通时间。然而，在一个开关循环内，Vac的值可以被认为是一个恒量，这是因为导通时间相对于半线循环、是小的。对于图1中示出的实施例，
vrect = lp ^f^，这样零交叉探测器
1on402可以由开关电流Id 144确定整流电压Vkect 110的值。在DCM下利用当开关
SP 118导通时开关SP 118的电压和电流之间的关系，或者数学上尸ra=、7^，控制器136
he
可以将零交叉电流阈值Izc和零交叉时间阈值tze固定为对应于阈值电压VthO04和304)。 通过确定开关电流Id 144的峰值何时小于零交叉电流阈值Izc，零交叉探测器402可以确定整流电压VKEeT 110小于阈值电压VthQ04和304)。对于一个实施方案，零交叉电流阈值Izc 是零交叉参考416的一个实施例。零交叉探测器402耦合到计数器406，并且计数器406接收零交叉信号412。此外，计数器406耦合到振荡器404并且从振荡器404接收系统时钟信号405。在一个实施方案中，振荡器404是线同步振荡器，在下文中关于图7更详细地描述线同步振荡器的一实施例。在一个实施方案中，系统时钟信号405是带有变化长度的逻辑高段和逻辑低段的矩形脉冲波形。连续的上升沿之间的时间长度基本等于振荡器周期Τ·。振荡器频率可以被选择为是半线频率、的倍数，或者数学上:fosc = MfHL,M> 1，其中M是正整数。换句话说，半线循环Thl(THL = l/fHL)是振荡器周期Tosc(Tosc = l/fosc)的倍数，或者数学上
tosc= ^7thl,1。如上文提到的，M的值也指每半线循环Tm的总计数。对于本发明的 m
一个实施方案，M的值是320。在一个实施方案中，振荡器404还耦合到零交叉探测器402， 并接收零交叉信号412。如将会进一步讨论的，振荡器404可利用零交叉信号412确定半线循环Tm，或者换句话说，半线频率fm。当振荡器404是线同步振荡器时，振荡器404可调整振荡器频率fm，以使得M的值基本恒定。计数器406是二进制计数器，该二进制计数器响应于从振荡器404接收的系统时钟信号405而增加。或者换句话说，计数器406是二进制计数器，该二进制计数器在振荡器 404的每一个循环增加。计数器406在零交叉信号412的上升沿(对于图2B和!3B，被示为开始时刻、TAKT 214和314)开始计数，并且计数器406继续对零交叉脉冲宽度Tz的长度计数。在一个实施方案中，计数器406随后在零交叉信号的下一个下降沿(对于图2B和;3B，被示为停止时刻tSTOP 216和316)停止计数。然后计数器406的内部计数以位Bl到BN的形式被输出到偏置部件407。在本文中位Bl到BN被称为相位计数。在一个实施例中，Bl 是最低有效位(LSB)并且BN是最高有效位(MSB)。在一个实施方案中，计数器406在零交叉信号412的下降沿复位回到零。在另一个实施方案中，计数器406在零交叉信号412的上升沿开始计数，并且计数器406继续对零交叉脉冲宽度Tz的长度计数。在下一个下降沿处，计数器406将内部计数以位Bl到BN的形式发送到偏置部件407，在本文中位Bl到BN 被称为相位计数。然而，直到零交叉信号412的下一个上升沿计数器406才将其内部计数复位。在一个实施方案中，计数器406是被布置以形成异步计数器或同步计数器的多个触发器。根据本发明的实施方案，从计数器406输出的相位计数(Bi到BN)表示相角。具体地，当每一个半线循环Tm的总计数固定时，从计数器406输出的相位计数(Bi到BN)表示
相角。或者换句话说，当Lsc=^jrffl并且M基本恒定时，从计数器406输出的相位计数(Bi
M
到BN)表示相角。在一个实施方案中，每一个半线循环Tm的总计数被设置为320个计数。 或者换句话说，M等于320。在一个实施例中，90度相角一对应于调光器电路104将ac输入电压VAC 102断开半线循环Tm的一半一将对应于计数器406计数到相位计数160。在另一个实施例中，45度相角一对应于调光器电路104将ac输入电压VAC 102断开半线循环Tm的四分之一一将对应于计数器406计数到相位计数80。图6是示出了计数器406的示例性计数的表600。如上文提到的，当零交叉信号 412处在逻辑高值时，计数器406在系统时钟信号405的每个循环增加。对于内部计数值 0，位B1、B2和B3是逻辑低值。对于内部计数值1，位Bl处在逻辑高值而位B2和B3保持在逻辑低值。对于内部计数值7，位B1、B2和B3处在逻辑高值。表600示出了 3位计数器， 然而应理解，计数器406中可以包括任意数量的位。往回参考图4，计数器406耦合到可选的偏置部件407，并且偏置部件407接收相位计数(Bi到BN)。偏置部件407提供偏置量，以使得当相位计数(Bi到BN)小于偏置量时，控制器136不探测调光并且参考电压Vkef 418保持在同一值。当相位计数(Bi到BN)大于偏置量时，控制器探测调光并且参考电压Vkef 418随着相位计数(Bi到BN)的增加而减小。偏置部件407接收相位计数(Bi到BN)并且输出偏置相位计数(BIT1到BITK)。当相位计数(Bi到BN)小于偏置量时，偏置部件407输出基本等于零的二进制输出。或者换句话说，偏置相位计数(BIT1到BITK)基本等于零。当相位计数(Bi到BN)大于偏置量时，偏置部件407的输出是为相位计数(Bi到BN)减偏置量的二进制值。换句话说，偏置相位计数(BIT1到BITK)基本等于相位计数(Bi到BN)减偏置量。在本发明的一个实施方案中，偏置量可以是64。如上文讨论的，在一个实施方案中，控制器136将半线循环Tm的总计数设置为等于320 (M = 320)。利用320作为总计数，以及偏置量64，对于小于36度的相角(相角=(64/320) (180度))，控制器136不探测调光。在一个实施方案中，当计数器406是二进制计数器时，320可以被选为总计数，这是因为64(偏置量)加上256等于320。在一个实施方案中，计数器406可利用8位二进制计数器，8位二进制计数器可以计数到256 (因为 28 = 256)和 64 (因为 26 = 64)。偏置量部分地与当阈值电压Vth(在图2B和;3B中被示为阈值电压Vth 204和304) 是非零正值时发生的偏置相关。换句话说，由于阈值电压Vth的值，零交叉脉冲宽度Tz 218具有最小长度，并且这样，直到调光器电路104将ac输入电压Vac 102断开比零交叉脉冲宽度Tz的最小长度更长的时间长度控制器136才探测一些调光。换句话说，偏置部件407中的偏置量部分地对应于零交叉脉冲宽度Tz的最小长度。在偏置是64的实施例中，零交叉脉冲宽度Tz的最小长度对应于计数器406计数到64。此外，偏置量可以被选择为考虑到可能导致对调光的错误探测的ac输入电压\c 102中的任何突然变化。偏置部件407耦合到D/A转换器408，并且D/A转换器408接收偏置相位计数 (BIT1到BITK)。如将会进一步说明的，D/A转换器408将接收的偏置相位计数(BIT1到 BITK)转换成参考电压Vkef 418。在一个实施方案中，偏置相位计数(BIT1到BITK)越大， 参考电压Vkef418越小。当控制器136不利用偏置部件407时，D/A转换器408将相位计数 (Bi到BN)转换成参考电压Vkef 418。在本发明的一个实施方案中，偏置部件407可以与计数器406结合。在本发明的另一个实施方案中，偏置部件407可以与D/A转换器407结合。D/A转换器408还耦合到反馈参考电路一也被称作放大器410，以使得放大器410 接收参考电压Vkef 418。放大器410还接收反馈信号Ufb 134。反馈信号Ufb 134为控制器 136提供关于电源100的输出量Uq的信息。在一个实施方案中，参考电压Vkef 418在放大器 410的反相输入端处被接收，而反馈信号Ufb 134在放大器410的非反相输入端处被接收。 放大器410(即反馈参考电路)的输出还耦合到驱动逻辑部件414。该驱动逻辑部件还耦合到并接收电流检测输入信号140。如上文讨论的，电流检测输入信号140代表开关电流Id 144。利用放大器410的输出和多个其他参数，驱动逻辑部件414输出驱动信号138，驱动信号138操作开关SP 118，以将输出量U。调节到期望值。在一个实施方案中，输出量U。的期望值部分地由参考电压Vkef 418确定。这样，控制器136通过零交叉信号412测量相角，并随后改变参考电压Vkef 418，以促进LED负载的调光。接下来参考图5，示出了示例性数模转换器(D/A转换器)408的功能方块图，包括参考电压Vkef 418 ；电流源504、506、508和510 ；开关S1、S2、S3和SK ；电阻器Rl 512 ；参考地514 ；和，参考电流Ikef 516。在图5中还将偏置部件407与相位计数(Bi到BN)和偏置相位计数(BIT1到BITK) 一同示出。D/A转换器408从偏置部件407接收偏置相位计数(BIT1到BITK)。在一个实施方案中，偏置部件407提供如上文中关于图4描述的偏置量。当计数器406提供的相位计数(Bi到BN)小于偏置量时，控制器136不确定调光器电路104正在对电源100的输出调光。这样，偏置部件407的输出是基本等于零的二进制输出。或者换句话说，从偏置部件输出的BITl到BITK全部处在逻辑低值。然而，一旦相位计数(Bi到BN)大于偏置部件407 提供的偏置量，控制器136确定应该对电源100的输出调光，并且D/A转换器408会改变参考电压Vkef 418，以使得较大的相位计数(Bi到BN)对应于较小的参考电压Vkef 418。然而， 当相位计数(Bi到BN)大于偏置部件407提供的偏置量时，偏置部件407输出的偏置相位计数(BIT1到BITK)是为相位计数(Bi到BN)减偏置量的二进制值。在图5中将偏置相位计数例示为位BITl到BITK。在一个实施例中，BITl是最低有效位(LSB)并且BITK是最高有效位(MSB)。D/A转换器408还包括经由开关Si、S2、S3 和SK耦合在一起的电流源504、506、508和510，以提供参考电压Vkef 418。应理解，D/A转换器408可以包括K个电流源和开关，其中K是正整数。在图5中示出的实施例中，将电流源504、506、508和510提供的电流的值根据偏置相位计数(BIT1到BITK)中与其相关联的位加权。例如，BITl被耦合以启用和禁用开关Sl提供来自电流源504的电流I1X。BIT2被耦合以启用和禁用开关S2提供来自电流源506的电流I2X。对于BITK，BITK被耦合以启用和禁用开关SK提供来自电流源510的电流Ι(2 Οχ。如图5中示出的，来自电流源506的电流I2x是来自电流源504的电流Iix的值的2倍。在图5的实施例中，来自电流源510的电流“!οχ是为来自电流源504的电流Iix的值的2~Κ倍的值。在一个实施例中，对于从偏置部件407输出的位BITl到BITK中的任一位，逻辑高值(1)将对应于打开的(或者换句话说，禁用的)开关，而对于从偏置部件407输出的位BITl到BITK中的任一位，逻辑低值(0) 将对应于闭合的(或者换句话说，启用的)开关。如示出的，电流源504、506、508和510被耦合以使得电流流向参考地514。此外，电阻Rl 512耦合在开关Sl到SK和参考地514之间。电流源504、506、508或510中任何启用的电流源所提供的电流被加在一起，以提供通过电阻器R1512的参考电流Ikef 516。电阻器R1512两端的作为结果而产生的压降是参考电压Vkef 418。这样，当D/A转换器408内的所有开关(Si到SK)被启用时，参考电压Vkef 418处在其最高值。或者换句话说，当偏置部件407的偏置相位计数(ΒΙΤ1到ΒΙΤΚ)的二进制值基本等于0时，参考电压Vkef 418处在其最高值。尽管示出的D/A转换器的实施方案包括二进制加权电流源以将数字输入转换成模拟电压输出，但本领域技术人员应认识到， 可以使用任何众所周知的用于将数字输入转换成变化的模拟输出的结构和技术代替所公开的特定DAC结构，只要模拟输出被以合适的形式提供来用作根据所公开的发明适当地修改反馈信息的参考值。现在参考图7，示出了根据本发明教导的线同步振荡器700的一实施例的功能方块图。如示出的，线同步振荡器700包括时钟频率发生器702、循环计数计算器704、时钟频率调节器705、系统时钟信号706、计数信号710、频率半线循环信号(frequency half line cyclesignal)FHL 708和频率调节信号Faw 712。应理解，线同步振荡器700和系统时钟信号706分别是关于图4示出的振荡器404和系统时钟信号405的一个实施例。如将会进一步讨论的，对于本发明的实施方案，线同步振荡器700调节系统时钟信号706的频率(或者换句话说，周期)，以使得对于ac输入电压\c 102的每一个半线循环Tm循环计数N基本恒定，而不论ac输入电压VA。102的频率的变化。此外，线同步振荡器700便于在具有不同ac线频率的区域使用控制器136。例如，在英国，ac输入电压Vac 102的频率是50赫兹 (HZ)，而在美国，ac输入电压Vac 102的频率是60HZ。控制器136可以用于两个国家，这是因为线同步振荡器700提供基本恒定的循环计数N，而不论ac输入电压Vac102的频率。在运行中，响应于频率半线循环信号Fm 708，线同步振荡器700输出系统时钟信号706。在一个实施方案中，零交叉信号412可以用作频率半线循环信号Fm 708。频率半线循环信号？皿708为线同步振荡器700提供关于ac输入电压Vac 102的频率的信息。或者换句话说，频率半线循环信号Fm 708为线同步振荡器700提供关于半线频率和半线循环 Thl (THL = l/U的长度的信息。在运行中，系统时钟信号706被同步，以在ac输入电压Vac 102的每一个半线循环Tm期间具有恒定的循环计数N。为实现这一点，系统时钟信号706的频率被调节，以使得系统时钟信号706的循环计数N与ac输入电压Vac 102保持同步。系统时钟信号706的频率也可以被称作振荡器频率fffi。。当循环计数N不恒定时，半线频率
的变化会改变循环计数N。如上文提到的，振荡器频率是半线频率的倍数，或者数学上f。Sc = Mfm，M> 1，其中M是正整数。换句话说，半线循环Tm(Tm= l/fHJ是振荡器周期
15Tosc(Tosc =l/fosc)的倍数，或者数学上Josc =^7Thl，M> 1。在一个实施方案中，M基本等于
M
期望的循环计数Ndes。当ac输入电压Vac 102的频率(由频率半线循环信号F1JOS表示)减小时，或者换句话说，半线频率减小时，如果系统时钟信号206的频率(或者换句话说， 振荡器频率&。)保持不变，在整个半线循环、内循环计数N可以增力Π。类似地，当半线频率增加时，如果系统时钟信号206的频率(或者换句话说，振荡器频率&。)保持不变，在整个半线循环Tm内循环计数N可以减小。在一个实施例中，在设计线同步振荡器700期间，对于ac输入电压Vac 102的每一个半线循环Tm，可以将期望的循环计数Ndes预设为200。按照该实施例，线同步振荡器700可以调节系统时钟信号706的频率(或者换句话说，振荡器频率D，以使得对于ac输入电压Vac 102的半线循环Tm，循环计数N是200。在一个实施方案中，期望的循环计数Ndes可以是320，并且线同步振荡器700可以调节系统时钟信号706的频率(或者换句话说，振荡器频率fm)，以使得对于半线循环Tm，循环计数N基本等于320。 如上文提到的，选择每半线循环Tm202的总计数(也可以被称作期望的循环计数Ndes)，以使得每计数的百分误差在可接受的容限水平内。每半线循环Tm202的总计数越大，每计数
的百分误差越小，或者数学上每计数的误差(以百分数的形式表示)=-J-
^DES
(100)。在一个实施方案中，当计数器406是二进制计数器时，320可以被选为期望的循环计数Ndes，这是因为64 (偏置量)加上256等于320。在一个实施方案中，计数器406可利用8位二进制计数器，8位二进制计数器可以计数到256(因为28 = 256)和64(因为26 = 64)。如示出的，循环计数计算器704接收频率半线循环信号Fm 708，并根据ac输入电压VA。102的频率(或者换句话说，频率半线循环信号Fm 708提供的半线频率fm)，计算系统时钟信号706的循环的数量。在一个实施例中，下面的公式可以用在循环计数计算器704
中，以确定在当前半线循环期间的循环计数，=f，其中N是对于ac输入电压\c 102的
JHL
目前半线频率所计算的循环计数，并且C是常量。在运行中，计数计算器704输出计数信号710到时钟频率调节器706，计数信号710表示当前循环计数N和期望的循环计数Ndes 之间的差。例如，如果循环计数N等于240并且期望的循环计数Ndes等于200，则计数信号 710可以表示值40。时钟频率调节器705耦合到循环计数计算器704并接收计数信号710。 利用计数信号710，时钟频率调节器705能够确定为保持期望的循环计数Ndes系统时钟702 所需的频率变化。在运行中，响应于计数信号710，时钟频率调节器705输出频率调节信号Faw 712。 例如，当期望的循环计数Ndes被设置为200时，时钟频率调节器706输出频率调节信号Faw 712，频率调节信号Faw712指示增加或减小系统时钟信号706的频率，以使得循环计数N基本等于期望的循环计数Ndes。在一个实施例中，时钟频率调节器705可以包括数模转换器 DAC,该数模转换器DAC接收数字值形式的计数信号710，并且输出模拟值形式的频率调节信号Faw 712。在一个实施例中，频率调节信号Faw信号712可以是具有响应于计数信号 710而确定的值的电流。如示出的，时钟频率发生器702耦合到时钟频率调节器705并且接收频率调节信号F胃712。在一个实施例中，时钟频率发生器702可以是可变频率振荡器、电流控制振荡器、电压控制振荡器、数字控制振荡器等等。在运行中，时钟频率发生器702输出系统时钟信号706，系统时钟信号706的频率变化，以对于每一个半线循环Tm保持某一期望的循环计数Ndes。以此方式，线同步振荡器700允许系统时钟信号706与ac输入电压VAe 102(表示频率半线循环信号708)同步。换句话说，通过调节系统时钟信号706的频率(或者换句话说，振荡器频率，对于每一个半线循环Tm将系统时钟信号706的循环计数N保持在恒定值，如上文所述。 虽然已经借助于本文中公开的发明的特定实施方案、实施例和应用描述了该发明，但是在不偏离权利要求中所阐明的本发明的范围的情况下，本领域技术人员可以对本发明做出多种修改和变化。
权利要求
1.一种用于开关模式电源的控制器，该控制器包括零交叉探测器，其被耦合以产生表示所述电源的输入电压的零交叉状况存在的时间的长度的零交叉信号；反馈参考电路，其被耦合以接收反馈信号和参考信号，其中，所述反馈信号表示所述电源的输出，并且其中，所述控制器适于响应于所述零交叉状况存在的时间的长度调节所述参考信号；以及驱动信号发生器，其被耦合以响应于所述反馈参考电路的输出控制包括在所述电源中的开关的开关，以调节所述电源的输出。
2.权利要求1的控制器，其中所述零交叉探测器响应于将表示所述输入电压的电压检测信号与零交叉参考比较而产生所述零交叉信号。
3.权利要求1的控制器，其中当所述电源的输入电压的幅度小于零交叉电压阈值时， 所述零交叉信号指示零交叉状况存在。
4.权利要求1的控制器，其中所述零交叉探测器响应于将电流检测信号与零交叉参考比较而产生所述零交叉信号，其中所述电流检测信号表示流经所述开关的开关电流。
5.权利要求1的控制器，其中所述输入电压是调光器输出电压，所述控制器还包括计数器，其被耦合以响应于所述零交叉信号产生表示所述调光器输出电压的相角的相位计数；以及数模转换器(DAC)，其被耦合以响应于所述相位计数产生所述参考信号。
6.权利要求5的控制器，其中所述DAC包括多个电流源；以及多个开关，其中每一个开关被耦合到相应的电流源，并且被配置为响应于所述相位计数的相应的二进制数位而耦合其相应的电流源以提供电流到参考电流信号，其中所述参考信号表示所述参考电流信号。
7.权利要求6的控制器，其中所述多个电流源是二进制加权电流源。
8.权利要求5的控制器，还包括偏置部件，该偏置部件耦合到所述DAC以提供非零偏置量，以使得当所述相位计数小于所述偏置量时所述偏置部件的输出为零。
9.权利要求5的控制器，还包括线同步振荡器，该线同步振荡器耦合到所述计数器以提供系统时钟，其中对于所述输入电压的每一个半线循环，所述系统时钟具有恒定的循环计数，而无关于所述输入电压的频率。
10.权利要求9的控制器，其中所述线同步振荡器响应于所述零交叉信号调节所述时钟信号的频率。
11.权利要求1的控制器，其中所述控制器和所述开关被包括在集成电路中。
12.—种开关模式电源，包括开关；能量传递元件，其耦合到所述开关，并且被耦合以接收调光器输出电压；控制器，其耦合到所述开关以响应于所述调光器输出电压调节所述电源的输出，其中该控制器包括零交叉探测器，其被耦合以产生表示所述调光器输出电压的零交叉状况存在的时间的长度的零交叉信号；反馈参考电路，其被耦合以接收反馈信号和参考信号，其中，所述反馈信号表示所述电源的输出，并且其中，所述控制器适于响应于所述零交叉状况存在的时间的长度调节所述参考信号；以及驱动信号发生器，其被耦合以响应于所述反馈参考电路的输出控制所述开关的开关， 以调节所述电源的输出。
13.权利要求12的电源，还包括调光器电路，该调光器电路耦合到所述能量传递元件， 以提供具有相角的所述调光器输出电压。
14.权利要求13的电源，其中所述调光器电路是三端双向可控硅调光器电路。
15.权利要求12的电源，其中所述电源的输出待耦合到包括发光二极管阵列的负载。
16.权利要求12的电源，其中所述零交叉探测器响应于将表示所述调光器输出电压的电压检测信号与零交叉参考比较而产生所述零交叉信号。
17.权利要求12的电源，其中当所述调光器输出电压的幅度小于零交叉电压阈值时， 所述零交叉信号指示零交叉状况存在。
18.权利要求12的电源，其中所述控制器还包括计数器，其被耦合以响应于所述零交叉信号产生表示所述调光器输出电压的相角的相位计数；以及数模转换器(DAC)，其被耦合以响应于所述相位计数产生所述参考信号。
19.权利要求18的电源，还包括线同步振荡器，该线同步振荡器耦合到所述计数器以提供系统时钟，其中，对于所述输入电压的每一个半线循环，所述系统时钟具有恒定的循环计数，而无关于所述输入电压的频率。
20.权利要求19的电源，其中所述线同步振荡器响应于所述零交叉信号调节所述时钟信号的频率。
21.权利要求18的电源，其中所述DAC包括多个电流源；以及多个开关，其中每一个开关耦合到相应的电流源，并且被配置为响应于所述相位计数的相应的二进制数位而耦合其相应的电流源以提供电流到参考电流信号，其中所述参考信号表示所述参考电流信号。
22.权利要求21的电源，其中所述多个电流源是二进制加权电流源。
23.权利要求21的电源，其中所述控制器还包括偏置部件，该偏置部件耦合到所述DAC 以提供非零偏置量，以使得当所述相位计数小于所述偏置量时所述偏置部件的输出为零。
24.权利要求12的电源，其中所述控制器和所述开关被包括在集成电路中。
全文摘要
一种用于开关模式电源的示例性控制器包括零交叉探测器、反馈参考电路和驱动信号发生器。所述零交叉探测器被耦合以产生表示所述电源的输入电压的零交叉状况存在的时间的长度的零交叉信号。所述反馈参考电路被耦合以接收反馈信号和参考信号，其中所述反馈信号表示所述电源的输出，并且其中所述控制器适于响应于所述零交叉状况存在的时间的长度调节所述参考信号。所述驱动信号发生器被耦合以响应于所述反馈参考电路的输出控制包括在所述电源中的开关的开关，以调节所述电源的输出。
文档编号G01R25/00GK102195496SQ20111003525
公开日2011年9月21日 申请日期2011年2月9日 优先权日2010年2月9日
发明者M·毛, T·帕斯通, Y·迦诺基 申请人:电力集成公司