专利名称：电感值测量方法
技术领域：
本发明涉及在半导体器件中包含的电感值测量装置和测量方法，特别是涉及不仅能测量电感器的电感，而且还能测量寄生电阻和电感的寄生电容的测量装置和测量方法。
现有技术在RF(射频)模拟器件或高速数字器件中使用了电压控制振荡器(VCO)和PLL(锁相环)。在RF模拟器件中，为产生通信用载波使用了VCO和PLL。另外，在高速数字器件中，为得到数据的同步，使用了VCO和PLL。
VCO借助于电感器L和可变电容器C的LC振荡来产生波。由于谐振频率与 (LC)成反比，所以借助于可变电容器C可以将振荡频率设定成规定值。
另外，为了锁定所设定的频率振荡状态，使用了PLL，但是，PLL是检测输入频率的变动并进行校正的电路，它根据校正信号调整VCO的振荡频率。
作为在半导体器件中设置的电感元件之一，使用了螺旋式电感器。螺旋式电感器通过以在平面视图上其形状为螺旋状的方式在半导体衬底上设置金属布线而形成。
这里，Q值是表示电感器的效率的指数。Q值被定义为电感器(或电容器)中存储的能量对1个振荡周期的能量损耗的比，这意味着Q值越大，效率越高。
于是，对于振荡器，当以振荡波的振幅为纵轴，以时间轴为横轴作图时，Q值越大，跳动幅度越小。跳动意味着时间偏离，Q值越大，振荡波的时间偏离越小。
另外，当以横轴表示频率，画出振荡波的频谱时，Q值越大，频谱的半宽度越小。即，Q值越大，意味着向规定的振荡频率收敛得越快。因此，Q值是决定VCO振荡性能的因子。
这里返回到螺旋式电感器的话题。根据上述定义，1个振荡周期的能量损耗越大，Q值越小。而且，在螺旋式电感器的能量损耗因素中，有导体损耗、静电感应损耗、电磁感应损耗(涡电流)这3种因素。
所谓导体损耗，系指由构成螺旋式电感器的金属布线的电阻引起的能量损耗。所谓静电感应损耗，系指电流经构成螺旋式电感器的金属布线和半导体衬底的寄生电容在衬底中流动，该电流的能量在衬底中的消耗所引起的能量损耗。另外，所谓电磁感应损耗(涡电流)，系指在螺旋式电感器工作时，电流在金属布线中流动，而产生由该电流随时间变化而引起的电磁感应，从而在半导体衬底中产生涡电流(eddycurrent)，涡电流的能量在衬底中消耗所引起的损耗。
这样，螺旋式电感器的能量损耗的结构是复杂的，求出其电感值并不容易，不过迄今已提出了多种测量方法。
例如，在专利文献1中公开了如下的方法通过对由结合了对螺旋式电感器的入射波和反射波的矩阵定义的散射参数(S参数)进行测量而得到反射系数，再通过制作Smith曲线图来求出螺旋式电感器的电感值和电阻值。
另外，在专利文献2中，公开了在电感器上流过可变电流以测量电压，根据该电压值计算出电感值的方法。特开2000-28662号公报(第7栏～第9栏，图1)[专利文献2] 特开2-300670号公报(第4栏～第6栏，第1图)现在存在为了在1GHz以上的高频频段进行测量，S参数易受测量环境的噪声的影响的问题。例如，与测量装置连接的探针接触半导体器件的连接焊区的压力、测量装置对器件施加的电压值的微小变化都对测量值产生大的影响。因此，存在如下问题由于探针对连接焊区的压力因测量人员而异，所以信号的反射发生变化，产生测量误差，以及测量装置达到稳定需要数小时的等待时间等。
另外，由于在高频下进行测量，因静电感应、电磁感应形成的寄生元件成为妨碍提高电感值的测量精度的主要原因。

发明内容
本发明是为了解决上述问题而进行的，提出了简易而精度高的电感值测量装置和测量方法。
本发明第1方面所述的电感值测量方法是测量在半导体衬底上设置的电感器的电感值的电感值测量方法，它包括以恒定的周期对其主电极与上述电感器的一端连接的控制晶体管的控制电极施加电压，使电流脉冲流过上述电感器的步骤；借助于与上述电感器的另一端连接的第1测量系统，测量在上述电流脉冲的上升和下降期间流过的电流的步骤；以及借助于经电阻与上述控制晶体管的上述主电极连接的第2测量系统，测量在上述电流脉冲的上升和下降期间流过的电流的步骤，上述第1测量系统包括测量在上述电流脉冲的上升期间流过的电流的第1测量线；以及测量在上述电流脉冲的下降期间流过的电流的第2测量线，上述第2测量系统包括测量在上述电流脉冲的上升期间流过的电流的第3测量线；以及测量在上述电流脉冲的下降期间流过的电流的第4测量线，通过将流过上述电感器的电流分离成在上述电流脉冲的上升期间流过的电流和在下降期间流过的电流进行测量，来测量上述电感器的电感值。


图1是说明本发明的电感值测量装置的开发经过的图。
图2是说明本发明的电感值测量装置的开发经过的图。
图3是示出本发明的电感值测量装置的结构的电路图。
图4是说明本发明的电感值测量装置的工作的时序图。
图5是示出为测量电感器的寄生电容所使用的脉冲信号的图。
具体实施例方式
本发明实施例的电感值测量装置的特征在于，使电流脉冲以恒定的周期经晶体管流到电感器，通过将流过该电感器的电流分离成在电流脉冲的上升期间和下降期间流过的电流来进行测量。
<A.发明经过>
作为使电流流过电感器，对电感值进行测量的方法，发明者研究出图1所示的电感值测量装置90。
如图1所示，电感值测量装置90具有如下结构将P沟道型MOS晶体管MP11的漏极与作为测量对象的电感器L11的一端连接，接入对MOS晶体管MP11的源极施加电压Vdd的电源PS，使电感器L11的另一端经电流测量器AM11与地GND连接。
另外，将与在电感器L11与MOS晶体管MP11之间存在的寄生电阻R11有相等的电阻值的虚设电阻R12连接在MOS晶体管MP11的漏极与地GND之间，将电流测量器AM12连接在虚设电阻R12与地GND之间。另外，设MOS晶体管MP11、电阻R12和电感器L11的连接节点为节点N11。
在这种结构的电感值测量装置90中，当对MOS晶体管MP11的栅极输入在电压Vdd与比电压Vdd低的电压Vss之间转变的恒定周期T的脉冲信号Gp时，在电感器L11中流过脉冲状的电流。在图2中示出了脉冲信号Gp的波形。另外，在P沟道型MOS晶体管MP11的场合，当电压Vss被施加至栅极时，成为开态。
这里，使脉冲状的电流流过电感器L11，用电流测量器AM11测量流过电感器L11的电流I1，以及用电流测量器AM12测量流过虚设电阻R12的电流I2，通过取两者之差可以消除电阻分量。另一方面，在电感器L11的两端产生的电位差V可以用下面的式(1)表示。
V=LdIdt···(1)]]>即，只是当存在电流随时间变化时，才产生电压V。还有，当电流I随时间增加时，电压V为正值，当电流I随时间减小时，电压V为负值。另外，当电流恒定时，电压V为0。
这里，当设寄生电阻R11的电阻值和流过的电流分别为R11和I11虚设电阻R12的电阻值和流过的电流分别为R12和I12时，节点N11的节点方程可以用下面的式(2)表示。
LdIdt+R11I11=R12I12···(2)]]>将上面式(2)左边的R11I11移项至右边，对两边在时间0～T的期间内进行积分，可得下面的式(3)。
L∫0TdIdtdt=∫0T(R12I12-R11I11)dt···(3)]]>当在脉冲信号Gp的1个周期内进行积分时，由于脉冲信号Gp的周期性，所以在电感器L11的两端产生的电压V为正的期间(电流脉冲上升期间)和电压V为负的期间(电流脉冲下降期间)的积分相抵消，合起来为0。因此，存在不能求出电感值L的问题。
为解决此问题，虽然产生了可以将积分区间仅限定于电流脉冲的上升时间，或下降时间内的技术思想，但又注意到限定在这样的时间内测量电流I11、I12用图1的电感值测量装置90是困难的。
借助于不用脉冲信号Gp，而施加以恒定的斜率使电压随时间上升(或下降)的信号，以在晶体管中流过的电流或者其上的电压来监测由电感L引起的电压变化，也可以测量电感值L，但这时，存在必须在以恒定的斜率使电压随时间上升(或下降)的期间进行测量的限制。
之所以通过施加恒定周期的脉冲信号Gp来测量电感值L，是由于无需考虑进行测量的时刻，无论何时测量，都能得到相同的电感值。其理由如下当例如在开发线或生产线上，用安装在芯片上的边侧监测器测量电感值L时，若对测量时间(时刻)加以限制，批量的生产率就要下降。
另外，如果像下面的式(4)那样，对被积函数的绝对值进行积分，即使在1个周期内进行积分，积分值也不为0。
∫0T|dIdt∫0T|R12I12-R11I11|dt···(4)]]>但是，这得出为了测量对电流差I12-I11的绝对值进行积分后的值，用图1的电感值测量装置90仍然是困难的结论，于是，发明者开发了实现将电流脉冲的上升和下降的各期间分离，测量电流值的技术思想的电感值测量装置100。
<B.装置的结构>
下面利用图3对电感值测量装置100的结构进行说明。如图3所示，电感值测量装置100具有如下结构将P沟道型MOS晶体管MP1(控制晶体管)的漏极与作为测量对象的电感器L1的一端连接，接入对MOS晶体管MP1的源极施加电压Vdd的电源PS，使电感器L1的另一端经虚设电容器C2与地GND连接。
另外，将与在电感器L1与MOS晶体管MP1之间存在的寄生电阻R1有相等的电阻值的虚设电阻器R2连接在MOS晶体管MP1的漏极与地GND之间，在虚设电阻器R2与地GND之间也连接了虚设电容器C2。另外，设MOS晶体管MP1、电阻器R2和电感器L1的共用连接节点为节点N1。还有，在电感器L1与地GND之间存在寄生电容C1，设寄生电容C1与电感器L1的连接节点为节点N2。
另外，在节点N1与地GND之间连接了N沟道型MOS晶体管MN5(第5晶体管)，在MOS晶体管MN5的源极与地GND之间连接了电压测量器VM1。
另外，在电感器L1的与连接在节点N2上的端部相反的端部和地GND之间连接了N沟道型MOS晶体管MN6(第6晶体管)，在MOS晶体管MN6的源极与地GND之间连接了电压测量器VM2。另外，设MOS晶体管MN6、虚设电容器C2和电感器L1的共用连接节点为节点N3。还有，N沟道型MOS晶体管MN1和MN2(第1和第2晶体管)并联连接在节点N3与地GND之间，在MOS晶体管MN1和MN2的源极与地GND之间分别连接了电流测量器AM1和AM2(第1和第2电流测量器)。还有，MOS晶体管MN1和MN2的漏极共同与节点N4连接。
另外，在虚设电阻器R2的与连接在节点N1上的端部相反的端部和地GND之间连接了N沟道型MOS晶体管MN7(第7晶体管)，在MOS晶体管MN7的源极与地GND之间连接了电压测量器VM3。另外，设MOS晶体管MN7、虚设电容器C2和虚设电阻器R2的共用连接节点为节点N5。还有，N沟道型MOS晶体管MN3和MN4(第3和第4晶体管)并联连接在节点N5与地GND之间，在MOS晶体管MN3和MN4的源极与地GND之间分别连接了电流测量器AM3和AM4(第3和第4电流测量器)。还有，MOS晶体管MN 3和MN4的漏极共同与节点N6连接。
这里，对MOS晶体管MP1的栅极输入图2所示的脉冲信号Gp(控制信号)，起使电流脉冲流过电感器L1和虚设电阻器R2的作用。
另外，对MOS晶体管MN5、MN6和MN7的栅极输入信号EN，以使它们在测量电阻器R1和R2时处于开态，在此外的时间处于关态。
另外，对MOS晶体管MN1和MN3的栅极输入在由MOS晶体管MP1施加的电流脉冲上升的期间使MOS晶体管MN1和MN3处于开态，在此外的时间处于关态的脉冲信号Gn(第1脉冲信号)。因此，MOS晶体管MN1和MN3可以说是用于使电流I1和I3流过电流测量器AM1和AM3的通路晶体管。另外，也往往将由MOS晶体管MN1和MN2，以及电流测量器AM1和AM2构成的系统总称为第1测量系统。
另外，对MOS晶体管MN2和MN4的栅极输入由倒相器IV将脉冲信号Gn进行了反转的信号/Gn(第2脉冲信号)，使得在由MOS晶体管MP1施加的电流脉冲下降的期间使MOS晶体管MN2和MN4处于开态，在此外的时间处于关态。因此，MOS晶体管MN2和MN4可以说是用于使电流I2和I4流过电流测量器AM2和AM4的通路晶体管。另外，也往往将由MOS晶体管MN3和MN4，以及电流测量器AM3和AM4构成的系统总称为第2测量系统。
另外，在以下的说明中，将电阻器R1和R2的电阻值表示为R1和R2，将电感器L1的电感值表示为L，将电容器C1和C2的电容值表示为C1和C2，将电压测量器VM1、VM2和VM3的电压分别表示为V1、V2和V3。
另外，在图3中，取电阻器R1和R2的电阻值(R1、R2)为1Ω，电感器L1的电感值(L)为0.1nH，但这只是一个例子，并不限定于该数值。另外，电阻器R2也可以用众所周知的可变电阻器代替。这时，借助于调整电阻器R2使其为与电阻器R1的电阻值相等的电阻值，可以提高电感值L的测量精度。
另外，电容器C2，是在寄生电容C1小时为提高电流值的测量精度而设置的，当寄生电容C1充分大时可以不设置。还有，电容器C2也可以用众所周知的可变电容器代替。这时，借助于调整电容器C2的电容值，可以提高电感值L的测量精度。
<C.测量工作>
下面利用图4对电感值测量装置100的测量工作进行说明。
图4示出了用电感值测量装置100测量电感器L1的电感值时的时序图。另外，在图4中虽未示出，但在测量电感值时，作为对MOS晶体管MN5和MN6和MN7的栅极施加的信号EN，施加了电压Vss，使其处于关态。
在图4中，示出了电流I1、I2、I3和I4对脉冲信号Gp和Gn的变化而变化的特性，用时刻t0、t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8和t9将脉冲信号Gp的1个周期T划分为9个期间并表示出来。还有，脉冲信号Gp与脉冲信号Gn虽在时刻上错开，但1个周期的长度是相同的。
下面参照图3对在由图4的时刻t0～t9划分的各期间的工作进行说明。
<时刻t0～t1的期间>
由于脉冲信号Gp的电压为Vdd，所以MOS晶体管MP1为关态，电流不流过电感器L1和虚设电阻器R2。
<时刻t1～t2的期间>
这是脉冲信号Gn的电压从Vss上升到Vdd的期间，MOS晶体管MN1和MN3从关态转变为开态。同时，它也是脉冲信号/Gn的电压从Vdd下降到Vss的期间，MOS晶体管MN2和MN4从开态转变为关态。
<时刻t2～t3的期间>
MOS晶体管MN1和MN3维持开态，MOS晶体管MN2和MN4维持关态。由于MOS晶体管MP1为关态，所以电流I1～I4都不流过。
<时刻t3～t4的期间>
这是脉冲信号Gp的电压从Vdd下降到Vss的期间，借助于MOS晶体管MP1从关态转变为开态，电流流过电感器L1和虚设电阻器R2。在此期间，由于MOS晶体管MN1和MN3维持开态，所以流过电感器L1的电流可以作为流过MOS晶体管MN1的电流I1被电流测量器AM1观测。另外，流过虚设电阻器R2的电流可以作为流过MOS晶体管MN3的电流I3被电流测量器AM3观测。另一方面，由于MOS晶体管MN2和MN4为关态，所以用电流测量器AM2和AM4观测不到电流I2和I4。
<时刻t4～t5的期间>
由于脉冲信号Gp的电压为Vss，所以MOS晶体管MN1和MN3完全处于开态，电流测量器AM1和AM3能够继续观测电流I1和I3。
<时刻t5～t6的期间>
这是脉冲信号Gn的电压从Vdd下降到Vss的期间，MOS晶体管MN1和MN3从开态转变为关态，同时，它也是脉冲信号/Gn的电压从Vss上升到Vdd的期间，MOS晶体管MN2和MN4从关态转变为开态。在此期间内，MOS晶体管MN1～MN4的全部都处于转变过程中的状态，因而存在MOS晶体管MN1～MN4的全部都处于开态的时刻。这时，流过电感器L1的电流可以经晶体管MN1和MN2分别作为电流I1和I2被电流测量器AM1和AM2观测到，另外，流过虚设电阻器R2的电流可以经晶体管MN3和MN4分别作为电流I3和I4被电流测量器AM3和AM4观测到。
关于脉冲信号Gn和/Gn的电压转变的时间区域，从提高电感值的测量精度的观点出发，最好设定在经过从脉冲信号Gp的电压由Vdd向Vss转变结束的时刻t5起，到因电压随时间变化而产生的电感的电流充分变小为止的延迟时间之后。
<时刻t6～t7、t7～t8的期间>
由于脉冲信号/Gn的电压为Vdd，所以MOS晶体管MN2和MN4完全处于开态，电流测量器AM2和AM4能够继续观测电流I2和I4。另一方面，由于脉冲信号Gn的电压为Vss，所以MOS晶体管MN1和MN3完全处于关态，用电流测量器AM1和AM3不能观测到电流I1和I3。
<时刻t8～t9的期间>
由于脉冲信号Gp的电压从Vss向Vdd转变，所以MOS晶体管MP1从开态向关态转变。这时，电流I2和I4虽然也减小，但电流测量器AM2和AM4能够继续观测到。
另外，为了可靠地测量电流脉冲上升期间和下降期间，在脉冲信号Gp的电压发生转变的期间，脉冲信号Gn和/Gn最好被保持为电压Vss或电压Vss中的某个恒定电压。
<D.电感值的计算>
根据以上说明的工作，对电感值的计算方法进行说明。
在时刻t3～t6的期间，即在脉冲信号Gp的电压从Vdd下降到Vss，维持电压Vss的期间，流过电流I1和I3时的节点N1的电压VN1由下式(5)给出。
VN1=R1I1+LdI1dt+RMN1I1=R2I3+RMN3I3···(5)]]>在上面的式(5)中，RMN1和RMN3分别是MOS晶体管MN1和MN3的电阻值。
接着，如对式(5)进行整理，则可得如下的式(6)。
LdI1dt=R2I3-R1I1+RMN3I3-RMN1I1···(6)]]>然后，在时刻t0～t9的期间，即1个周期T的期间，如对式(6)的两边进行积分，并将两边皆除以1个周期T，则可得如下的式(7)。
LT∫0TdI1dtdt=1T∫0T(R2I3-R1I1)dt+1T∫0T(RMN3I3-RMN1I1)dt···(7)]]>其中，式(7)左边的积分表示1个周期中的电流I1的变化部分，因此，当以I1max和I1min表示电流I1的最大值和最小值时，积分结果由下面的式(8)给出。
∫0TdI1dtdt=∫0TdI1=I1max-I1min···(8)]]>利用上述结果，将式(7)进一步变形，可得如下的式(9)。
LT(I1max-I1min)=(R2I3--R1I1-)+(RMN3I3‾-RMN1I1‾)···(9)]]>其中，I2max和I2min表示电流I2的最大值和最小值，/I1和/I3分别表示电流I1和I3的时间平均值，/RMN1I1和/RMN3I3分别表示MOS晶体管MN1和MN3的源-漏极间的电压的时间平均值。
关于在时刻t5～t9的期间流过的电流I2和I4，可以经与上述相同的过程，表示为如下的式(10)。
-LT(I2max-I2min)=(R2I4--R1I2-)+(RMN4I4‾-RMN2I2‾)···(10)]]>另外，由于在时刻t3～t4的期间在电感器L1上产生正电压，在时刻t8～t9的期间产生负电压，所以在式(10)的左边标以负号。还有，/I2和/I4分别表示电流I2和I4的时间平均值，/RMN4I4和/RMN2I2分别表示MOS晶体管MN4和MN2的源-漏极间的电压的时间平均值。
这里，由于I1max＝I2max，以及I1min＝I2min，所以如将式(9)与式(10)相加，则其两边皆为0。
另一方面，如从式(9)中减去式(10)，则可得如下的式(11)LT[(I1max-I1min)+(I2max-I2min)]=]]>(R2I3--R1I1-)-(R2I4--R1I2-)+(RMN3I3‾-RMN1I1‾)-(RMN4I4‾-RMN2I2‾)···(11)]]>因此，电感值L由如下的式(12)给出。
L=(R2I3--R1I1-)-(R2I4--R1I2-)+(RMN3I3‾-RMN1I1‾)-(RMN4I4‾-RMN2I2‾)[(I1max-I1min)+(I2max-I2min)]f···(12)]]>另外，在式(12)中，f＝1/T，f是脉冲信号Gp和Gn的频率。
这里，表示MOS晶体管MN1～MN4的电阻值与电流之积的时间平均值的4个项，大致相互抵消。因此，电感值L由如下的式(13)给出。
L=(R2I3--R1I1-)-(R2I4--R1I2-)[(I1max-I1min)+(I2max-I2min)]f···(13)]]>从式(13)可知，为了求得电感值L，必须求出电阻值R1和R2，电流I1的最大值I1max和最小值I1min，以及电流I2的最大值I2max和最小值I2min。
下面对求这些数值的方法进行说明。
首先，为了测量电阻值R1和R2，对脉冲信号Gp施予电压Vss，对脉冲信号Gn施予电压Vdd，对信号En施予电压Vdd。另外，电压Vss也可以是接地(GND)电压。
这时，MOS晶体管MP1、MN1、MN3、MN5、MN6和MN7处于开态。还有，脉冲信号Gp和Gn用PLL(锁相环)或环形振荡器等众所周知的脉冲发生电路产生。这时，为使该脉冲发生电路工作，所施加的电源电压Vss和Vdd在测量中要连续地、恒定地施加。另外，测量中的脉冲信号Gp和Gn的高(High)和低(Low)的电压，分别按照规定周期的恒定期间被保持为电压Vss或Vdd。
电阻器R1两端的电压可以通过用电压测量器VM1和VM2测得的电压V1和V2得到节点N1和节点N3的电压。这里假定图3中的电感器L1是理想的电感器，其电阻值为0。因此，取节点N2和节点N3的电位相同。
另一方面，流过电阻R1的电流通过电流测量器AM1，可以作为电流I1进行测量。从而，由R1＝(V1-V2)/I1可以求出R1。这时的电流I1是最大电流I1max。
另一方面，由于流过电阻R2的电流通过电流测量器AM3，可以作为电流I3进行测量，所以同样地，可以由R2＝(V1-V3)/I3求出R2。这时的电流I3是最大电流I3max。
另外，这时，由于MOS晶体管MN2和MN4处于关态，所以在电流测量器AM2和AM4中几乎不流过电流，电流I2是最小电流I2min，电流I4是最小电流I4min。还有，严格地说，由于在关态的MOS晶体管中流过微小的关态漏泄电流(约0.1pA/μm)，所以该电流值是最小电流I2min和I4min。
接着，借助于对脉冲信号Gp和Gn施于电压Vss，对信号En施于电压Vdd，使MOS晶体管MP1、MN2、MN4、MN5、MN6和MN7处于开态。这时，由于MOS晶体管MN1和MN3处于关态，所以在电流测量器AM1和AM3中几乎不流过电流，电流I1是最小电流I1min，电流I3是最小电流I3min。
另外，流过电阻器R1的电流通过电流测量器AM2，可以作为电流I2进行测量，这时的电流I2是最大电流I2max，流过电阻器R2的电流通过电流测量器AM4，可以作为电流I4进行测量，这时的电流I4是最大电流I4max。
用以上方法可以得到电阻值R1和R2，电流I1的最大值I1max和最小值I1min，电流I2的最大值I2max和最小值I3min，将这些数值代入式(13)，可以得到电感器L1的电感值L。
另外，电流I1、I2、I3和I4的时间平均值/I1、/I2、/I3和/I4是测得的电流I1、I2、I3和I4的在1个周期T的时间内的平均值。即，电流I1和I3都在时刻t3～t6的期间流过，其积分值可借助于电流测量器AM1和AM3作为电流I1和I3进行测量。在1个周期T的时间内将该电流I1和I3进行平均，可得到时间平均值/I1和/I3。关于时间平均值/I2和/I4的求法与此相同。还有，不言而喻，电流测量器AM1～AM4具有将过渡电流积分后进行测量的功能。
<E.电感器的寄生电容的测量方法>
前面已经说明，螺旋式电感器通过以平面视图上其形状为螺旋状的方式在半导体衬底上设置金属布线而形成，但是，正确地说，是在半导体衬底上的绝缘膜上设置。因此，在螺旋式电感器与半导体衬底之间产生了大的寄生电容，这就是图3所示的寄生电容C1。
这里，可以通过得到电感器L1的电感值、寄生电阻R1的电阻值和寄生电容C1的电容值，进行电路模拟。
由于已经得到了电感值L和寄生电阻值R1，所以下面对寄生电容C1的测量方法进行说明。
对寄生电容C1，用迄今使用的CBCM(基于电荷的电容测量)法测量。
具体地说，通过对电感值测量装置100施加以如图5所示的1个周期约为1.2×10-6秒，频率相同，相位不同，电压不在相同的时区转变为特征的脉冲信号Gp和Gn，将各MOS晶体管周期性地通、断。另外，在图5中，横轴表示时间(秒)，纵轴表示电压(V)。还有，1个周期内的频率最好在10kHz～数10GHz的范围内，但不限定于上述频率。
在MOS晶体管MP1接受脉冲信号Gp而导通的期间，对寄生电容C1和2个虚设电容器C2充电，在MOS晶体管MN1和MN3接受脉冲信号Gn而导通时，测量流过电流测量器AM1和AM3的电流I1、I3。
但是，对与MOS晶体管MN2和MN4的栅极输入端连接的倒相器的输入端，不施加脉冲信号Gn，代之以恒定地施加电压Vdd，使MOS晶体管MN2和MN4处于常关状态。
设脉冲信号Gp和Gn的频率为f，由C1＝(I1-I3)/(Vdd×f)可以求得寄生电容C1的电容值C1。
<F.作用效果>
按照以上说明的电感值测量装置100，由于能够使电流脉冲在恒定的周期内经MOS晶体管MP1流过电感器L1，将流过电感器L1的电流分离成在电流脉冲上升期间和下降期间流过的电流而进行测量，所以可以防止在流过具有周期性的电流脉冲时，在电感器L1的两端产生的电压为正的电流脉冲的上升期间和电压为负的电流脉冲的下降期间其电压的积分值相互抵消，从而能求出正确的电感值L。
另外，与现有的利用S参数的测量法相比，由于可以在低频区进行测量，所以不仅能够不受由高频频段内显著的静电感应和电磁感应引起的电阻分量的影响而正确地测量电感值，而且能够正确地测量电感器的寄生电阻值。
另外，还可以利用CBCM法测量电感器的寄生电容值。
<G.变例>
在以上的说明中，如图3所示，将MOS晶体管MP1作为P沟道型进行了说明，但也可以用N沟道型。这时，通过将脉冲信号Gp反转后施加，使通、断工作与用P沟道型的场合相同，可以进行与电感值测量装置100相同的工作。
另外，在这里，使用N沟道型MOS晶体管的优点是，由于能够全部用N沟道型制作电感值测量装置的MOS晶体管，所以可以缩短制造流程。
另外，在上述实施例中示出的电感值测量装置不仅可以测量在通常的硅衬底的主表面上形成的电感器，而且也可以测量在GaAs、InP、GaN、GaP、SiC、SiGe等化合物半导体衬底，SOI(绝缘体上的硅)衬底或SiGe On Insulator(绝缘体上的锗硅)衬底的主表面上形成的电感器。
<H.应用例>
本发明的电感值测量装置虽然可以组装设置在半导体器件内，但也可以制成在半导体晶片的切割线上和半导体晶片的边缘部上形成、在半导体器件的制造过程中对电感值进行测量之后、随着对半导体晶片的切割而被除掉的结构。
通过制成这样的结构，无需在半导体器件内设置电感值测量装置的占有区，所以能够防止半导体器件在小型化方面受限制。
按照本发明第1方面所述的电感值测量装置，由于能够使电流脉冲在恒定的周期内经控制晶体管流过电感器，将流过电感器的电流经第1和第2测量系统分离成在电流脉冲上升期间的电流和在电流脉冲下降期间流过的电流进行测量，所以可以防止在流过具有周期性的电流脉冲时，在电感器的两端产生的电压为正的电流脉冲的上升期间和电压为负的电流脉冲的下降期间的电压积分值相互抵消，从而能求出正确的电感值L。
权利要求
1.一种电感值测量方法，它是测量在半导体衬底上设置的电感器的电感值的电感值测量方法，其特征在于包括对其主电极与上述电感器的一端连接的控制晶体管的控制电极以恒定的周期施加电压，使电流脉冲流过上述电感器的步骤；借助于与上述电感器的另一端连接的第1测量系统，测量在上述电流脉冲的上升和下降期间流过的电流的步骤；以及借助于经电阻与上述控制晶体管的上述主电极连接的第2测量系统，测量在上述电流脉冲的上升和下降期间流过的电流的步骤，上述第1测量系统包括测量在上述电流脉冲的上升期间流过的电流的第1测量线；以及测量在上述电流脉冲的下降期间流过的电流的第2测量线，上述第2测量系统包括测量在上述电流脉冲的上升期间流过的电流的第3测量线；以及测量在上述电流脉冲的下降期间流过的电流的第4测量线，通过将流过上述电感器的电流分离成在上述电流脉冲的上升期间流过的电流和在下降期间流过的电流进行测量，来测量上述电感器的电感值。
2.如权利要求1所述的电感值测量方法，其特征在于上述第1测量线具有将第1主电极连接至上述电感器的上述另一端的第1晶体管；以及与该第1晶体管的第2主电极连接的第1电流测量器，上述第2测量线具有将第1主电极连接至上述电感器的上述另一端的第2晶体管；以及与该第2晶体管的第2主电极连接的第2电流测量器，上述第3测量线具有将第1主电极连接至上述电阻的与上述控制晶体管的上述主电极连接的一侧相反的端部的第3晶体管；以及与该第3晶体管的第2主电极连接的第3电流测量器，上述第4测量线具有将第1主电极连接至上述电阻的与上述控制晶体管的上述主电极连接的一侧相反的端部的第4晶体管；以及与该第4晶体管的第2主电极连接的第4电流测量器，上述控制晶体管利用包含从第1电位转变到第2电位的第1转变期间和从第2电位转变到第1电位的第2转变期间的控制信号进行控制，使上述电流脉冲流过，上述第1和第3晶体管被第1脉冲信号控制成在包含上述控制信号的上述第1转变期间的期间为开态，上述第2和第4晶体管被第2脉冲信号控制成在包含上述控制信号的上述第2转变期间的期间为开态。
3.如权利要求2所述的电感值测量方法，其特征在于上述第2脉冲信号是上述第1脉冲信号的反转信号。
4.如权利要求3所述的电感值测量方法，其特征在于上述第1和第2脉冲信号的周期与上述控制信号的周期有相同的长度，上述第1和第2脉冲信号与上述控制信号不同步地被施加。
5.如权利要求1所述的电感值测量方法，其特征在于上述电阻的电阻值被设定成与上述电感的寄生电阻的电阻值相等。
6.如权利要求5所述的电感值测量方法，其特征在于还含有其第1主电极与上述控制晶体管的上述主电极连接，第1电压测量器与第2主电极连接的第5晶体管；其第1主电极与上述电感器的上述另一端连接，第2电压测量器与第2主电极连接的第6晶体管；其第1主电极与上述电阻的与上述电阻的同上述控制晶体管的上述主电极连接的一侧相反的端部连接，第3电压测量器与第2主电极连接的第7晶体管；该电感值测量方法包括(a)借助于上述控制信号对上述控制晶体管进行脉冲控制，使流过上述电流脉冲，同时将上述第5至第7晶体管固定于关态，借助于第1和第2脉冲信号对上述第1至第4晶体管进行脉冲控制，测量流过上述第1至第4电流测量器的电流的步骤；(b)施加上述控制信号以将上述控制晶体管固定于开态，同时将上述第1、第3和上述第5至第7晶体管固定于开态，将上述第2和第4晶体管固定于关态，测量上述第1至第3电压测量器的电压，并且测量流过上述第1至第4电流测量器的电流的步骤；(c)施加上述控制信号以将上述控制晶体管固定于关态，同时将上述第2、第4和上述第5至第7晶体管固定于开态，将上述第1和第3晶体管固定于关态，测量流过上述第1至第4电流测量器的电流的步骤；以及(d)根据上述步骤(a)至(c)的测量结果，计算上述电感器的电感值的步骤。
7.如权利要求6所述的电感值测量方法，其特征在于上述步骤(a)包括根据在上述控制信号的1个周期中，由上述第1至第4电流测量器测得的第1至第4电流，得到第1电流的时间平均值(/I1)、第2电流的时间平均值(/I2)、第3电流的时间平均值(/I3)和第4电流的时间平均值(/I4)的步骤，上述步骤(b)包括；根据用上述第1和第2电压测量器测得的电压和用上述第1电流测量器测得的上述第1电流(I1max)，得到上述寄生电阻的电阻值(R1)的步骤；根据用上述第1和第3电压测量器测得的电压和用上述第3电流测量器测得的上述第3电流(I3max)，得到上述电阻的电阻值(R2)的步骤；以及取得用上述第2电流测量器测得的第2电流作为最小第2电流(I2min)的步骤，上述步骤(c)包括；取得用上述第1电流测量器测得的第1电流作为最小第1电流(I1min)的步骤；以及取得用上述第2电流测量器测得的第2电流作为最大第2电流(I2max)的步骤，上述步骤(d)包括设上述控制信号的频率为f时根据下式L=(R2I3--R1I1-)-(R2I3--R1I2-)[(I1max-I1min)+(I2max-I2min)]f]]>算出上述电感器的电感值(L)的步骤。
全文摘要
本发明的课题是提出简易而精度高的电感值测量装置和测量方法。将P沟道型MOS晶体管MP1的漏极与电感器L1的一端连接，接入对MOS晶体管MP1的源极施加电压Vdd的电源PS，使电感器L1的另一端经虚设电容器C2接地GND。另外，将与在电感器L1与MOS晶体管MP1之间存在的寄生电阻R1有相等的电阻值的虚设电阻器R2连接在MOS晶体管MP1的漏极与地GND之间，在虚设电阻器R2与地GND之间也连接了虚设电容器C2。在MOS晶体管MN1和MN2的源极与地GND之间分别连接了电流测量器AM1和AM2。在MOS晶体管MN3和MN4的源极与地GND之间分别连接了电流测量器AM3和AM4。
文档编号G01R27/26GK1493881SQ03148059
公开日2004年5月5日 申请日期2003年6月27日 优先权日2002年10月28日
发明者国清辰也 申请人:三菱电机株式会社