专利名称：交流电子负载装置的制作方法
技术领域：
本发明是有关于一种作为交流电源装置或不断电电源装置等负载而使用的交流电子负载装置，尤其是一种测试输出变频器电源及高频电源等高频的交流电力的被测试交流电源等特性之用的交流电子负载装置。
背景技术：
图1为说明公知技术的交流电子负载装置1中，被测试交流电源2的正极性侧半波的动作原理的原理图。将被测试交流电源2的等效电路，作为正弦波电压产生器E2及内部电阻R0的串联电路，其由利用该被测试交流电源与同相位的基准讯号交流电压E1，使一定的负载电流流动的负载电流控制电路所构成。
图1中，通过基准讯号交流电压E1、差动放大器输入电阻R1(与R2为等效电阻值)、差动放大器回授电阻R3(与R4为等效电阻值)、负载电流检出用分流电阻R5、及运算放大器X1，利用与已增幅的基准讯号交流电压的误差电压，形成驱动晶体管Q1栅极的负回授回路，其负载电流iL[A]如公式1[数1]iL＝E1×R3/R1×R5……………公式1亦即，负载电流iL与负载电压无关而与基准讯号交流电压E1呈比例，且流动与基准讯号交流电压波形相似的负载电流的交流点子负载，此负载模式就称为定电流模式。在此，作为交流动作的电子负载，必须可以通过正负两极性动作，其中的一例为，准备2个与图1所示的电路同等的电路，将附予各电路的基准讯号交流电压的极性反转，如图2所示的串联的方法。
在图2的电路中，负载电压是一方的极性时，使另一方极性的负载电压驱动的晶体管，是通过二极管呈导通状态，作为正负极性交互动作的交流电子负载而动作，但因为是作为高频的被测试交流电源用的交流电子负载而动作，所以，该交流电子负载的负回授回路的频率区域必须尽可能扩展。另一方面，此负回授回路会因为连接电缆的电感与负载晶体管的内部寄生静电量而产生共振现象，对控制系统的安定度产生很大的影响。公知技术是利用运算放大器的回授电路来进行控制回路的频率补偿的，但因为应该对应高速响应的回授回路的频率特性广区域化，会招致妨害安定度的过渡特性的过流现象(over shoot)及交连(linking)、或是发振现象，而为了避免此一现象，必须加大运算放大器X1、X11的回授电路的电容C1、C11的容量，若不牺牲回授频率区域，就无法达到高速区域的交流电子负载装置。(参照专利文献1及专利文献2等)专利文献1特开平06-189554号公报(第5-11项、图1)专利文献2特开平07-92215号公报(第6-15项、图2)发明内容要达到高频的被测试交流电源、及对应高频负载电流的交流电子负载，必须要有高直通率(throughrate)的负载电流变化，为了达到此一目的，必须要尽可能扩展图2中由运算放大器X1、X11及负载晶体管Q1、Q11所构成的负载电流控制回路的频率特性，才能将交流电子负载的控制响应特性高速化。
此外，另一问题是，被测试交流电源与连接电缆的等效电感L，会对交流电子负载的控制回路特性产生很大的影响。若要求高速响应就必须扩展负载电流控制回路的频率区域，如此一来，被测试交流电源与连接电缆的等效电感L会增大，同时使负载电流控制回路特性的振幅余裕及相位余裕减少，产生过度特性(over shoot)，而引起交流电子负载连续发振的问题。公知技术中，为了让被测试交流电源的连接电缆的电感L即使增大到某一程度，也不会发生发振，会利用图2的C1、C11、C2、C12等来降低负载电流控制回路的频率区域，而大幅牺牲响应速度。因此，对高速响应的电子负载，是很大的障碍；而通过本发明，即使被测试交流电源的连接电缆的电感L比较大，亦不需牺牲负载电流控制回路的频率区域，可以达到高速响应的交流电子负载。
如图4所示，是一种包含作为被测试交流电源的负载而动作的晶体管Q1、Q11，与控制对应交流所定负载电流的电流流入该晶体管的控制电路的交流电子负载装置，将电感L3、L13串联插入该负载晶体管的源极而构成，可以达到比公知技术的交流电子负载装置，更可大幅高速响应的交流电子负载装置。
如上述的说明，本发明的电子负载装置，比起公知技术的电子负载装置，具有广范围的频率区域的负载电流响应特性，且不易受到与被测试电源的连接电缆的寄生电感的影响，所以，在被测试电源的急剧负载变动测试及激活时的特性评价测试等，公知技术的电子负载装置很难进行的测试，本发明的电子负载装置可以进行这样的高速负载响应特性测试。


图1是公知技术的交流电子负载装置的正极性半波部分的原理图。
图2是公知技术的交流电子负载装置的原理图。
图3是图2的原理图附加连接电缆的影响的电路构成图。
图4是本发明权利要求1所记载的一实施例的电路构造。
图5A～图5D是图3的电路构造的频率响应特性图。
图6A～图6D是图4的电路构造的频率响应特性图。
图7A～图7F是图3的电路构造的电流波形响应特性图。
图8A～图8F是图4的电路构造的电流波形响应特性图。
图9A～图9F是图4的电路构造的电流波形响应特性图。
图10是本发明权利要求1所记载的另一实施例的电路构造图。
图11A～图11F是图10的电路构造的电流波形响应特性图。
图12是本发明权利要求1所记载的另一实施例的电路构造图。
图13A～图13D是图12的电路构造的电流波形响应特性图。
附图标记说明1 电子负载装置
2 被测试交流电源等E1～E4 电源X1～X11放大器Q1～Q11晶体管R0～R24电阻C1～C12电容L1～L22电感D1、D2 极管ZD1、ZD2 稳压二极管具体实施方式
以下就参照图表来说明本发明的实施状态。
公知技术的交流电子负载装置的一例如图3所示，权利要求1所记载的本发明一实施例如图4所示，以下就仿真结果的波形图面，详细说明本发明的作用及效果。此外，在比较图3的公知技术的电路构造，与图4的本发明的电路构造之际，除了因为电路构造不同的频率补偿电路之外，其它所有的零件模式、及被测试交流电源的连接电缆的电感以及被测试交流电源的等效模式等，都是在相同条件下进行比较。
为了避免本申请案件的实施例的说明太繁杂，仅就1个正负极性的晶体管的情况加以说明，但当然可以因应所必要的负载电流及负载电力的大小，将包含负载电流控制回路的本申请案件的实施例的电路，作复数个区块(block)的并联，达到所需要的交流电子负载。
在图3及图4中，由运算放大器X1及负载晶体管Q1所构成的回授回路，是在被测试交流电源为正电压的期间能动作，由运算放大器X11及负载晶体管Q11所构成的回授回路，则是在被测试交流电源为负电压的期间能动作。其构成为在正电压期间、负电压期间动作的运算放大器X1、X11的基准电压讯号，是通过基准交流电源E1、利用输入电阻R1、R2及输入电阻R11、R12供给的，此外，从分流电阻到回授电阻R3、R4及回授电阻R13、R14，会作为各自的差动讯号而动作。
串联插入电流检出用分流电阻R5、R15的电感L1、L11，表示分流电阻所具有的微少的残留电感，但因情形不同，也有是当作回授回路相位补偿用而附加的情形。在此实施例的仿真中，电流检出用分流电阻R5、R15设定为0.2[Ω]、残留电感L1、L11设定为0.1[μH]。起因于此残留电感的回授回路的传达系数，在时间常数设定为τ1时，[数2]τ1＝L1/R5……公式2公式2所示的一次进行要素，负载电流检出电路，会发生无法忠实检出负载电流的问题。但是，插入和基准电压讯号的输入电阻R1、R2及输入电阻R11、R12相同时间常数为τ1的电容C3、C4及电容C12、C13后，即可排除此一问题。
此外，将对应与被测试交流电源连接的负载连接电缆的长度而产生的电缆单侧线的等效电感当作L21及L22，将该一对电缆作成并行线或绞线(twist)，使其磁束相互交叉，将该相互电感当作M时，存在于被测试交流电源与交流电子负载装置的间的连接电缆所产生的电感成分，可以视为相当于公式3的L的等效电感。
L＝L21+L22-2×M…………公式3此外，并联插入该电缆的等效电感L21及L22的电阻R21、R22是在高频下，以接近实体值的目的，插入被测试交流电源与连接的负载连接电缆的电感Q的损失电阻，在本实施例中的效果说明，是将负载连接电缆的单侧线电感各设定为10[μH]、100[μH]、1[mH]，设定负载连接电缆的往返线间结合系数K＝0.9，被测试交流电源的负载电压100[V]、负载电流1[A]，来仿真图3的公知技术的交流电子负载装置，以及图4的本发明的交流电子负载装置的特性。再则，图3中的电容C1、C11为回授回路的主要频率补偿用电容，插入相同常数的电容C2、C12，作为相对应的差动阻抗组件，在图4所示的本发明的一实施例的电路构造中，串联插入负载晶体管Q1、Q11的源极的电感L3、L13，会作为回授回路的主要频率补偿而动作，而图3的公知技术的电路并未插入主要频率补偿用电容C1、C11，或为极少的电容量。
首先，说明负载电流控制回路中的电路各部的频率特性与一回授回路的特性，图3所示的公知技术的交流电子负载装置的特性如图5所示、图4所示的本发明权利要求1的一实施例的特性如图6所示。图5及图6均为重复书写被测试交流电源2与连接电缆的单侧线电感为1[μH]、10[μH]、100[μH]、1[mH]时的特性的变化，图5C及图6C为图3及图4的电路构造中的回路振幅特性，图5D及图6D为图3及图4的电路构造中的相位特性(相位特性曲线与纵轴与相位角度0度的相位差为相位余裕)。
图3所示的公知技术的电路构造中，以电容C1、C11及电容C2、C12进行为了确保相对于被测试交流电源2与连接电缆的电感变化的回路振幅余裕及相位余裕的频率补偿结果，在回路增益为1的频率下，约为200[KHz]。另一方面，图4所示的本发明的电路构造中，以插入负载晶体管源极的电感L3、L13来进行频率补偿，在该电感各为5[μH]时的特性如图6C、图6D所示，在回路增益为1的频率下，约为2～5[MHz]，比起公知技术的电路构造的频率特性，可以达到10倍以上的广区域特性。
此外，在回授回路的频率特性方面，图5A及图6A为输入公知技术的电路构造与本发明的电路构造的负载电流检出用分流电阻R5与该分流电阻的残留电感L1的两端电压的运算放大器X1的输出电压的频率特性，图5A所示的公知技术的电路构造，因为是以运算放大器的回授电容C1、C11进行回路的频率补偿，所以在回路增益为1的频率下，约为400[KHz]，相当的低，相对的，图6A所示的本发明的电路构造，约可以高达50～60[MHz]，在后述时间领域中的波形偏斜也有很大的差异，所以，可以说是本发明的电路构造的另一个优点。
图5B、图6B为同样的公知技术的电路构造与本发明的电路构造的负载晶体管Q1的栅极、漏极间电压利得的频率特性，本发明是以插入负载晶体管Q1、Q11的源极的电感L3、L13来进行回路频率补偿的，所以，即使在被测试交流电源2与连接电缆的电感变化下，亦具有平坦的频率特性，在交流电子负载的总和回路特性上，亦不易受到该连接电缆的电感的影响，是安定且广区域的控制系统。
其次，来比较图3所示的公知技术的交流电子负载的电路构造，与图4所示的本发明权利要求1的一实施例的交流电子负载的电路构造，其时间领域特性的不同。各电路均以负载电流设定用基准交流电源E1，以正弦波电压附加于基准电压讯号，以在±10[Vp]的电压时，负载电流为±1.0[Ap]来设定各部的常数，将电流设定用基准交流电源E1的基准交流电压，以2[V]间隔，从±10[Vp]变化到±10[Vp]时，各部的仿真波形如图7及图8所示。此外，被测试交流电源的电压设定为100[Vp]。
图7为图3所示的公知技术的交流电子负载的电路构造(将电容C1、C11及C2、C12设定为1[nF])的特性波形的一例，图8为图4所示的本发明一实施例的电路构造(将电感L3、L13设定为5[uH])的特性波形的一例，图7A及图8A为基准电压讯号的波形、图7B及图8B为负载晶体管Q1的栅极、源极间电压、图7C及图8C为负载晶体管Q1的漏极电压、图7D及图8D为负载晶体管Q11的栅极、源极间电压、图7E及图8E为负载晶体管Q11的漏极电压、图7F及图8F为负载电流波形。以基准讯号频率为10[KHz]进行比较时，公知技术的交流电子负载的电路构造，如图5C所示，约有26dB为必要最小限度的负回授，在图7F的负载电流极性改变的交会点中，有明显的波形偏斜。其原因是，图7B及图7D的栅极、源极间电压，通过驱动负载晶体管的运算放大器X1、X11的回授电容C1、C11，尽管误差讯号很大，直通率仍被大幅限制，所以，在负载电流极性的切换微小的电流领域中，会产生一定时间的不响应区域，结果就会产生很大的交会偏斜状况。
另一方面，图4所示的本发明一实施例的电路构造，如图6C所示，在基准讯号频率为10[KHz]时，约有69dB的充分的负回授，且从误差增幅段到负载晶体管的栅极电压的频率区域极高，如图8B及图8D所示，负载晶体管的栅极、源极间电压，在保持运算放大器X1、X11的无回授时的高直通率状态下，可以进行极忠实的反应误差讯号的控制，结果如图8F所示，呈没有交会偏斜的良好负载电流响应波形。此外，在基准讯号频率为100[KHz]时，图4所示的本发明一实施例的电路构造的响应波形如图9所示，尽管基准频率已提高10倍，但仍具有比如图7所示及图3所示的公知技术的电路构造下基准讯号频率为10[KHz]时的响应特性结果优异的响应特性，由此可知本发明的交流电子负载的电路方式，可以达到高速的交流电子负载。
其次，来详述在负载晶体管夹持(pinch off)时的电压变化，对于负载电流波形偏斜的影响下，公知技术与本发明的电路构造的特性差异点。在正极性侧负载晶体管Q1与负极性侧负载晶体管Q11的控制切换的交会点下，为了将负载电流偏斜最适当化，必须对应两晶体管的栅极、源极间的夹持电压，施加偏压(bias)。此夹持电压会因所使用的晶体管或温度变化而有差异，对应此变化，也必须利用运算放大器来追踪栅极驱动电压，但是，公知技术的电路构造，如前所述，直通率极低，在与此成反比的一定的时间中，会发生未进行比例控制的饱和状态，使交会偏斜增大，结果，负载电流波形就容易受到负载晶体管温度变化的影响。相对于此，本发明的电路因为负载晶体管栅极驱动电压的直通率极高，所以回授控制的饱和时间极短，所以可以大幅减轻负载电流波形受到负载晶体管夹持电压的影响。
如上所述的本发明的实施例，乃就串联连接正极性侧负载控制电路与负极性侧负载控制电路的构造加以叙述，以下就另一实施例来说明。图10为将负载电流检出用分流电阻R5及残留电感L1与频率补偿用电感L3，以正极性侧、负极性侧负载控制电路共享的电路，因为是将分流电阻的负载电流检出作为运算放大器的差动讯号加以检出的，所以，动作说明如图4的实施例相同，图11A～图11F为图10所示的电路构成下，基准讯号频率为10[KHz]时的响应波形。其它条件如图8的说明，响应特性结果与图4的电路构造的响应特性几乎不变。
图12为另一实施例的电路构成，图13A～图13D为图12所示的电路构成下，基准讯号频率为10[KHz]时的响应波形。图12的电路构成，是将n信道晶体管与p信道晶体管以逆向二极管串联连接各晶体管的漏极。除了负载电流检出用分流电阻及运算放大器兼具负载电流的正负极性之外，动作均与前述说明相同。因为插入负载晶体管的逆电压阻止二极管，除了二极管内部电阻引起的顺电压损失之外，在低负载电压下的电流波形的交会有若干牺牲，比起公知技术的交流电子负载，具有优异的响应特性，除了零件成本可以降低外，亦可改善本发明的交流电子负载的响应特性。
权利要求
1.一种交流电子负载装置，其具有一控制电路，是将电感与负载电流检出用并联电阻串联连接于作为被测试交流电源的负载而驱动的负载电流控制晶体管的源极侧，并形成使被测试交流电源的输出电流流动的回路，以输出符合于特定负载电流设定值的栅极驱动电流于该晶体管。
全文摘要
本发明是用以改善对于交流电子负载装置的被测试交流电源装置的负载电流频率响应特性。本发明将频率特性补偿用电感串联附加于负载电流控制用晶体管的源极，可以大幅改善交流电子负载的负载电流控制回授回路的频率响应特性，即使在电流极性正负交替的交会点，亦可比公知技术更少的交流电子负载，且亦可使用于比公知交流电子负载大幅提高的频率被测试交流电源装置。
文档编号G01R31/00GK1542460SQ20031012421
公开日2004年11月3日 申请日期2003年12月31日 优先权日2003年4月30日
发明者似鸟宪治 申请人:计测技术研究所