专利名称：用于感测电容值并将其转换为数字格式的方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及电容式感测领域。更具体地，本发明涉及感测电容值并将感测到的值 转换为数字格式的领域。
背景技术：
电容式感测是用于基于电容耦合效应而检测接近度、位置等的技术。电容耦合是 能量借助于电路节点间的电容在电气网络内的转移。电容耦合通常通过将电容器与待耦合 的信号串行安置而实现。电容式感测作为人机界面技术而日益流行，例如用于许多消费电 子产品中的笔记本电脑触控板和触摸屏显示器，以及接近度感测，例如用于汽车的遥控车 门开关系统，但其当然不仅限于这些应用。例如，电容式触摸屏面板是通常由涂有比如铟锡氧化物的材料的玻璃制成的传感 器。这种类型的传感器基本上是电容器，其中的极板是水平和垂直轴之间网格图案的重叠 区。由于人体也导电，在传感器表面的触摸将会影响到电场并且在设备的电容中造成可测 量的变化。这些传感器基于接近度工作，并且不需要被直接触摸来触发。大体而言，存在多种用于电容式感测的常规方法。这些方法基于电荷再分布原理、 对通过所感测的电容的电流的直接测量、RC时间常数的测量，或者对包含有所感测的电容 的振荡器中的频率的测量。Sigma-delta电容式传感器是电荷再分布传感器的子类。在许 多应用中，电容式传感器免受在传感器工作频率以外的频率上的干扰和噪声的影响是重要 的。换言之，电容式传感器输入应当表现出高度的选择性并且排斥除工作频率以外的所有 频率。同时重要的是，传感器电磁辐射较低并且其被限制在工作频率周围的频带内。现有 电容式传感器缺乏上述特点。

发明内容
电容式感测系统的实施方式被配置用以感测电容值并将感测到的电容值转换为 数字格式。电容式感测系统提供了良好的选择性和对噪声与干扰的抵抗力，其能够通过启 用扩频激励而得到进一步的增强。在某些实施方式中，电容式感测系统利用造成限于狭窄 频带的低电磁辐射的正弦激励信号。在某些实施方式中，电容式感测系统被配置用以在扩 频模式中工作，在其中大部分激励信号功率被携带于分配的带宽中。除非另有规定，在此对 “激励信号”的提及指的是扩频激励信号或者正弦激励信号。扩频激励信号的激励频率和 带宽可以在宽范围内编程，这使得可以避免工作环境中的频率冲突。电容式系统还提供了 电容到数字转换的优异的差分线性、对注入电容式传感器输入的DC电流的抵抗力、低复杂 度，以及低功耗。电容式感测系统可以被实施为任何利用接近度或位置的设备的一部分，这 样的设备包括但不限于比如由汽车所使用的比如遥控车门开关系统的接近度和触摸传感 器，并且可以被实施为利用触摸屏显示器的设备的一部分，这样的设备例如手机、个人数字 助理(PDA)、比如MP3播放器的音乐播放器，和计算设备。在一方面，公开了一种电容式感测设备。该电容式感测设备包括感测的电容器；
4信号发生器，被配置用以生成数字本机振荡器信号和激励信号；电容至振幅转换器，连接到 感测的电容器和信号发生器，其中电容至振幅转换器被配置用以根据激励信号将接收自感 测的电容器的测量的电容转换为AC信号，该AC信号具有与测量的电容成正比的振幅；解调 器，连接到电容至振幅转换器以接收AC信号并且连接到信号发生器以接收数字本机振荡 器信号，其中解调器被配置用以输出与AC信号成正比的DC分量并且输出AC分量；以及模 数转换器，连接到解调器的输出，其中模数转换器被配置用以输出与正比于测量的电容的 DC分量成正比的数字转换值。在某些实施方式中，信号发生器是直接数字合成正弦波发生 器。模数转换器可以被配置用以完全抑制输出自解调器的AC分量。在某些实施方式中，模 数转换器是积分模数转换器，其具有等于激励信号周期的整数倍的积分周期，从而完全抑 制输出自解调器的AC分量。电容式感测设备还可以包括时钟发生器，其被连接用以向模数 转换器和信号发生器提供相同的时钟信号。在这种情况下，信号发生器根据时钟信号生成 数字本机振荡器信号和激励信号。信号发生器可以被配置用以调节数字本机振荡器信号与 激励信号间的相位，以补偿电容至振幅转换器中的相移。在某些实施方式中，输入到解调器 的AC信号和数字本机振荡器信号的相位是同相的。电容式感测设备还可以包括数模转换 器，其连接在信号发生器和电容至振幅转换器之间。模数转换器可以被配置用以对偏移误 差并且对电容式感测设备的传感器增益误差做出补偿。在某些实施方式中，激励信号是扩 频激励信号。在其他实施方式中，激励信号是正弦激励信号。在某些实施方式中，信号发生 器被配置为，使扩频激励信号的激励频率和带宽能够被编程。在另一方面，公开了转换测量的电容的方法。该方法包括测量电容、生成数字本 机振荡器信号和激励信号、根据激励信号转换测量的电容以形成具有正比于测量的电容的 振幅的AC信号、将AC信号和数字本机振荡器信号相乘以形成具有正比于AC信号的DC分 量以及AC分量的解调信号、以及将解调信号转换为与正比于测量的电容的DC分量成正比 的数字转换值。在某些实施方式中，将解调信号转换为数字转换完全抑制了解调信号的AC 分量。在某些实施方式中，将解调信号转换为数字转换包括等于激励信号周期的整数倍的 积分周期，从而完全抑制解调信号的AC分量。该方法还可以包括使用相同的时钟信号来生 成数字本机振荡器信号和激励信号，并且将解调信号转换为数字转换值。在某些实施方式 中，生成数字本机振荡器信号和激励信号包括调节数字本机振荡器信号与激励信号间的相 位，以在转换测量的电容的同时补偿相移。在某些实施方式中，AC信号和数字本机振荡器 信号的相位是同相的。该方法还可以包括在对电容值的每次测量前校准偏移误差和传感器 增益误差。传感器增益误差和偏移误差可以通过在测量的电容的每次转换之前测量全量程 电容和偏移误差而得到补偿。该方法还可以包括在将电容值转换为数字转换值的同时对偏 移误差和对传感器增益误差做出补偿。在某些实施方式中，激励信号是扩频激励信号。在 某些实施方式中，扩频激励信号的激励频率和带宽是可编程的。在某些实施方式中，扩频激 励信号的频率通过改变用来生成扩频激励信号的频率控制字而被连续地上扫和下扫。在其 他实施方式中，激励信号是正弦激励信号。


图1示例说明了根据一实施方式的电容式感测系统的范例框图。图2示例说明了根据一实施方式的，连接到图1的感测的电容器Cx和参考电容器
5Cref的电容至振幅转换器的范例示意图。图3示例说明了根据一实施方式的，图1的混合解调器和放大器的范例示意图。图4A示例说明了根据一实施方式的，图1的ADC 50的范例框图。图4B示例说明了在图4A中的积分器120的输出的电压值Vl和在图4A中的积分 器130的输出的电压值V2的四个阶段上的范例电压随时间变化图。图5示例说明了在扩频模式中作为时间的函数的范例DDS频率控制字的值。图6示例说明了由图5的DDS频率控制字的应用所导致的扩频激励信号的范例频 谱图。图7示例说明了根据一实施方式的频率控制字生成器的范例框图。图8示例说明了根据一实施方式的DDS正弦波发生器的范例框图。本电容式感测系统的实施方式关于这几个视图而被描述。在合适时并且仅在相同 元件被公开并示出于一幅以上的附图中时，将会使用相同的附图标记来表示这些相同的元 件。
具体实施例方式本申请的实施方式针对电容式感测系统。本领域内的普通技术人员将会明白，电 容式感测系统的以下详细描述只是示例说明性的，并且无意以任何方式设限。电容式感测 系统的其他实施方式本身将会对从本公开内容中获益的技术人员毫无困难地提示出来。现在将会对如附图中所示的电容式感测系统的实施作出详细的参考。在全部附图 和以下的详细描述中将会使用相同的附图标记来指代相同或相似的元件。为了清晰的目 的，未示出和描述在此所描述的实施的全部常规特征。当然，应当认识到，在任何这样的实 际实施的开发中，必须作出许多特定于实施的决策，以实现开发者的具体目标，比如遵守与 应用和业务相关的限制，这些具体目标从一种实施到另一种以及从一个开发者到另一个将 会有所不同。而且，应当认识到，这样的开发努力可能是复杂而费时的，但对于从本公开内 容中获益的普通技术人员而言仍是常规的工程任务。依据本申请，一些部件、处理步骤、和/或数据结构可以使用不同类型的处理系统 实施，包括硬件、软件，或者其中的任何组合来实施。此外，本领域内的普通技术人员将会认 识到，具有较小通用性的设备，比如硬线连接的设备、专用集成电路(ASIC)等，也可以在不 背离在此公开的发明概念的范围和精髓的情况下使用。电容式感测系统的实施方式被配置用以感测电容值并且将感测的电容值转换为 数字格式。在某些实施方式中，电容式感测系统使用正弦激励信号，在激励频率的选择中提 供灵活性，并且工作在扩频模式中。图1示例说明了根据一实施方式的电容式感测系统的范例框图。电容器Cx是感测 的电容器。在一种工作的测量模式中，开关SW2是打开的，而开关SWl是闭合的，从而使感 测的电容器Cx被连接到电容至振幅转换器20并且测量的电容Cx被输入到电容至振幅转 换器20。电容至振幅转换器20还接收由信号发生器70所提供的激励信号作为输入。在某 些实施方式中，信号发生器70是直接数字合成(DDS)正弦波发生器。在某些实施方式中， 激励信号是正弦信号。在其他实施方式中，激励信号是扩频信号。在电容至振幅转换器20 内，用正弦或扩频信号激励测量的电容Cx。流经测量的感测的电容的AC电流在电容至振幅转换器20中被转换为AC电压。输出自电容至振幅转换器20的AC信号的振幅与测量的 感测的电容成正比。AC信号从电容至振幅转换器20输出并被输入到混合解调器30，在其 中AC信号被解调为DC分量电压。输出自混合解调器30的DC电压与输入AC信号的振幅 成正比。混合解调器30还接收数字本机振荡器(LO)信号作为其输入。输入到混合解调器 30的AC信号是模拟的，但输入LO信号是数字的。取决于实施方式，LO信号的数字值表示 正弦波或扩频信号的采样。LO信号是使用一定数量的位N编码的一系列二进制数。在范例 实施中，N等于四。构成LO信号的值以这样的方式生成，使得它们尽可能地接近于正弦波 或扩频信号的连续采样。在混合解调器30中，模拟AC信号被乘以数字LO信号。两个信号 在相位上被对齐，并且它们的相乘得到DC值与频率为相乘的波形的频率的二倍的AC信号 之和。DC值是正比于输入AC信号振幅的DC分量，而AC分量具有两倍于输入AC信号频率 的频率。输出自解调器30的信号由放大器40放大并被输入到模数转换器(ADC)50。在某 些实施方式中，ADC 50为双斜率积分ADC。在其他实施方式中，可以使用任何其他常规ADC。 ADC的时钟由时钟发生器60提供。ADC 50输出数字转换结果，其正比于在混合解调器30 的输出上的DC分量，该DC分量又正比于感测的电容。时钟发生器60还向DDS正弦波发生器70提供时钟信号。大体而言，DDS是用于 从单一的、固定源频率数字地产生任意波形和频率的电子方法。DDS正弦波发生器70根据 输入时钟信号而数字地生成两个输出波形。第一输出被连接到数模转换器(DAC)80，其接着 输出经由低通滤波器90输入到电容至振幅转换器20的模拟激励信号。第二输出是输入到 混合解调器30的数字LO信号。DDS正弦波发生器70的两个输出信号间的相位被调节以补 偿在电容至振幅转换器20中的相移。电容至振幅转换器20是有源电路，其在从激励信号 输入到转换器输出的路径中具有一定的频率响应。频率响应描述输入与输出信号间的振幅 和相位关系两者。大体而言，无论信号振幅还是相位在输出和输入都将会是不同的。两个 DDS输出间的相位被调节以补偿激励信号在电容至振幅转换器20中以及在DAC 80的输出 上的低通滤波器90中的相移。相位调节通过向DDS正弦波发生器70中的相位累加器增加 恒量而在数字域中实现。在某些实施方式中，对于激励信号的频谱纯度要求较低，并且因此DDS正弦波发 生器70的复杂度也可以较低。图8示例说明了根据一实施方式的DDS正弦波发生器70的 范例框图。DDS正弦波发生器70包括相位至振幅转换器71、寄存器72、加法器73，以及频 率控制字生成器74。加法器73起到相位累加器的作用。相位至振幅转换器71将由相位 累加器73所生成的相位转换为DDS输出上的瞬时值。在某些实施方式中，相位至振幅转换 器71将线性相位转换为正弦波。对DAC 80 (图1)的输入连接到相位至振幅转换器71的 输出。在范例实施中，DDS正弦波发生器70内的相位累加器73的大小等于10位，而相位 在相位至振幅转换器71的输入上被截短为7位。再次参考图1，输出激励信号的DAC 80是低分辨率转换器。在范例实施中，使用 了 4位DAC来合成激励信号。在某些实施方式中，低通滤波器90是重建滤波器，其被配置 以消除由DAC 80所生成的频谱镜像。低通滤波器90的带宽被设置以容纳激励信号的所需 的频率范围。
因为ADC 50的时钟是由与DDS正弦波发生器70相同的时钟信号所提供的，因而 积分周期等于激励信号周期的整数倍。在双斜率积分ADC中，积分周期是在其期间输入信 号在ADC内部积分器电路中被积分的时间量。这导致存在于混合解调器30的输出上的AC 分量的完全抑制而不需要在混合解调器30的输出上的其他滤波。电容式感测系统10包含传感器增益误差和偏移误差，其需要在感测的电容的转 换期间予以补偿。传感器增益误差和偏移误差借助于在感测的电容的每次转换前测量全量 程电容和偏移误差得到补偿。在偏移消除阶段中，在电容至振幅转换器20的输入上的开关 Sffl和SW2都被打开，从而断开全量程参考电容器Cref和感测的电容器Cx。偏移误差随后 在两个电容器断开时被确定，如以下关于图4A和图4B所述。在全量程校准阶段中，开关 Sffl是打开的而开关SW2是闭合的，从而断开感测的电容器Cx。传感器增益误差，也被称为 全量程误差，在随后被确定，如以下关于图4A和图4B所述。在测量阶段中，开关SWl是闭 合的而开关SW2是打开的，从而断开全量程参考电容器Cref。感测的电容在随后如以上详 述的那样被确定，电容测量结果被调节以补偿确定的传感器增益误差和偏移误差，如以下 关于图4A和图4B所述。电容式感测系统至少包括以下特征。第一，激励信号是使用简单的DDS电路在数 字域中生成的。大体而言，DDS电路的复杂度取决于相位累加器的长度、驱动相位至振幅转 换器的位数量、在输出字中的位数量，以及对于输出信号的频谱纯度的要求。在大多数应用 中，使用DDS来生成高频谱纯度的正弦波。传统“复杂”DDS电路要求相位累加器具有超过 20位的宽度，至相位至振幅转换器的输入为超过18位宽，并且DDS输出提供16位以上的分 辨率。相位至振幅转换器的复杂度随输入位的数量而呈指数增长。DDS正弦波发生器70从 其性能以及复杂度大大低于典型的DDS实施的意义上而言是“简单”的。这使得DDS正弦 波发生器70能够容易地生成任意频率的正弦激励信号，而无须任何附加硬件、ADC积分周 期时间与激励信号频率间的精确同步、以及混合模拟/数字解调器的实施。使用混合模拟 /数字解调器是有利的，因为其相较于严格意义上的模拟实施而言具有低复杂度、低功耗、 以及高精确度。另外，在其中LO信号已使用DDS合成的这一系统中，混合解调器将DAC和 模拟解调器的功能集成在具有低于DAC本身的复杂度的一个电路中。DDS正弦波发生器70 的配置还允许数字LO信号到模拟AC信号在混合解调器30内的简易和精确的同步和相位 调节而不需要附加的硬件专门用于这些任务，以及扩频激励信号的简单实施。扩频限制了 对存在于某些不同频率上的干扰的敏感度，并且还降低了测量于围绕测试频率的窄频带中 的电磁辐射。第二，电容式感测系统包括对混合模拟/数字解调器的使用，该解调器易于实施 并且能够被直接地连接到DDS正弦波发生器的输出。第三，ADC 50与激励信号频率精确同 步，这允许对存在于解调器输出上的AC分量的完全抑制。第四，偏移误差和全量程误差在 每次测量之前通过首先从传感器输入断开所有电容并在随后连接等于转换器的全量程的 已知参考电容而被校准。第五，激励信号在非常简单、低分辨率的DAC中被从数字转换为模 拟。就此而论，“简单”是指较低复杂度。例如，在许多常规应用中，用于信号合成的DAC具 有低于8位的分辨率是不常见的。在范例实施中，4位DAC80被用来合成激励信号。不言而 喻，电容式感测系统不限于这些特征，并且其他特征和相关的优点对于本领域内的技术人 员是显而易见的。
图2示例说明了根据一实施方式的，连接到图1的感测的电容器Cx和参考电容 器Cref的电容至振幅转换器20的范例示意图。电容至振幅转换器20被配置用以输出AC 信号，其振幅正比于未知的测量的电容Cx。在图2中，元件100被添加在电容器Cx与开关 Sffl之间用以表示将感测的电容连接到传感器的输入的迹线或导线的屏蔽。在某些实施方 式中，导线和屏蔽具有相同的电势，这有效地消除了屏蔽电容并且防止其影响感测的电容 的测量。电容至振幅转换器20的范例构成元件包括放大器Al、放大器A2、电阻器Rl和R2、 以及电容器Cl和C2。电容至振幅转换器20的输出AC信号在图2中被表示为在节点N3和 N4上的差分信号输出。接收自低通滤波器90的输出的激励信号被连接到放大器Al的非反向输入，而反 馈回路在放大器Al的反向输入强行施加同一电压。反馈回路包括电容器C2、放大器A2的 非反向输入、放大器A2、电阻器R1、以及放大器Al的反向输入。放大器Al的反向输入被连 接到感测的电容器Cx。测量于差分输出的、电容至振幅转换器20的频率响应，具有高通滤 波器响应特性。电容式感测系统10的工作频率足够高于在那里频率响应为平坦的低通滤 波器90的拐角频率。拐角频率fO从下面的公式计算fo =-, ^ ==( 1 )
2k^R\R2-C\C2在拐角频率f0以上，频率响应是平坦的，而输出差分信号振幅等于
CxVout = Vext——(？)
C2其中Vext为激励电压振幅。从上面的等式(2)可以得出，输出差分信号振幅与测 量的感测的电容Cx成正比。输出差分信号振幅不取决于激励信号频率。电容至振幅转换器具有高通滤波器频率响应。这样，电容至振幅转换器抑制了注 入到传感器输入的任何DC电流。这样防止了印刷电路板上的任何泄露对感测的电容测量 造成影响。可被抑制的DC电流的最高量是由放大器A2的输出上的最高电压除以电阻器Rl 的值而决定的。电容至振幅转换器电路的拓扑结构导致AC信号的输出振幅与测量的感测 的电容成正比，并且不受激励频率的影响。图3示例说明了根据一实施方式的，图1的混合解调器30和放大器40的范例示 意图。混合解调器30的范例构成元件包括多个电阻器R、多个电阻器2R、以及开关D0、D1、 D2、D3、@、Dl, D2.D3。放大器40的范例构成元件包括放大器110和多个反馈电阻器 RF。混合解调器30的功能类似于相乘R2R DAC0输入数字LO信号的四个位控制切换开关 D0、D1、D2、和D3。如果相应的位的值为“ 1”，则切换开关被连接到右端子(如图3中所示)， 而如果位的值为“0”，则切换开关被连接到左端子。开关预、Dl, m,历由数字LO信 号的反转位所控制。两个电阻器RF构成反馈，而通过反馈回路，放大器110将输入Iout+ 和Iout-两者驱使至同一电势。因为在节点Iout+和Iout-的相同的电势并且没有电流流 经放大器110的高阻抗输入，因此流经两个电阻器RF的电流可以表示为Iout= (((Vin+)-(Vin-))/(4 *R)) .((2"_1) .a3+(2"_2) .a2+(2"_3) ·&1+(2"_4) · a0) (3) 系数an在相应位Dn为“ 1 ”时取值1，或者在相应位Dn为“ 0 ”时取值_1。流经电 阻器RF的电流Iout在放大器的输出产生差分电压Vout
9
Vout = 2 · Iout · RF(4)结合两个等式(3)和(4)Vout= (((Vin+)-(Vin-)) ‘ (RF) /(2R)) .((2"_1) .a3+(2"_2) .a2+(2"_3) 4) · a0) (5)等式(5)表明，如所期望的，解调器输入差分电压与由数字LO输入字所确定的值 相乘。混合解调器30接收在图3中示为输入差分电压(Vin+)-(Vin-)的、输出自图 2的电容至振幅转换器20的差分信号，作为其输入。混合解调器还接收输出自DDS正 弦波发生器70(图1)的数字LO信号作为其输入。混合解调器的输出是输出差分电流 (lout+) - (lout-)，其与输入差分电压和数字LO信号成正比。输入数字LO信号和输入差分 电压被相乘在一起，以执行解调功能。放大器110根据电流至电压转换器配置而被配置，从而使输入差分电流 (lout+)-(Iout-)被转换为电压。与在其中方波LO信号切换输入信号的符号的切换解调器 形成对比，混合解调器不在LO信号频率的奇次谐波上产生敏感度。这种行为导致了对噪声 和干扰的传感器抵抗力。图4A示例说明了根据一实施方式的，图1的ADC 50的范例框图。ADC 50的范例 构成元件包括开关SWA和SWB、积分器120、积分器130、反相缓冲器140、比较器150、以及计 数器160。ADC 50配置用以对输出自放大器40的信号进行积分。输入到ADC 50的信号包 括DC分量，其正比于测量的感测的电容；以及AC分量，其是由混合解调器30所执行的同步 解调的副产品。积分间隔包括整数倍的AC分量周期，并且因此积分将来自ADC输入信号的 AC分量完全消除。虽然在图4A中被示为单端模拟输入，但是ADC的输入为差分模拟信号。 不过在图4A中以单端信号示出信号流使得图解更易于跟从，而不牺牲其准确性。由ADC 50所执行的转换分四个阶段进行。图4B示例说明了在积分器120的输出 上的电压值Vl和在积分器130的输出上的电压值V2的四个阶段上的范例电压随时间变化 图。在第一阶段，传感器的输入从所有电容断开，亦即，电容至振幅转换器20通过打开开关 Sffl和SW2 (图1)而从感测的电容器Cx和参考电容器Cref断开，而ADC 50测量作为偏移 误差的偏移电压。开关SWA在端子m上闭合并且开关SWB是闭合的，从而将积分器120和 130的输入连接到ADC输入，而偏移电压在全部两个积分器中被积分。在偏移误差测量中， 到ADC 50的输入信号被反转，用以从ADC转换结果中减去偏移。在差分配置中，输入信号 通过对调到ADC的正输入和负输入而被反转。在第二阶段，开关SWA是打开的，开关SWB是闭合的，开关SWl (图1)是打开的，并 且开关SW2(图1)是闭合的。积分器120通过打开开关SWA而从ADC输入断开，并且积分 器120保持在第一阶段所积分的电压。开关SW2(图1)是闭合的，从而使电容至振幅转换 器20被连接到参考电容Cref。开关SWB保持闭合使得积分器130连接到ADC输入，并且积 分器130对全量程信号进行积分。在第三阶段，开关SWB是打开的，开关SWA在端子m上闭合，开关SWl (图1)是闭 合的，并且开关SW2(图1)是打开的。积分器130通过打开开关SWB而从ADC输入断开， 并且积分器130保持在第二阶段所积分的全量程电压。开关SW2(图1)是打开的而开关 SWl (图1)是闭合的，从而使电容至振幅转换器20被连接到感测的电容器Cx。积分器120通过闭合于端子m上的开关SWA连接到ADC输入，并且积分器120对测量的信号进行积分。在第四阶段，开关SWl (图1)是闭合的，开关SW2(图1)是打开的，开关SWA在端 子N2上闭合，并且开关SWB是打开的。存储在积分器130上的全量程电压被用作参考电压 用以将积分器120放电。闭合于端子N2上的开关SWA通过反相缓冲器140，将积分器120 的输入连接到积分器130的输出。第四阶段的长度被用以确定转换结果。计数器160从第 四阶段开始时起就被启用，直到积分器120的输出越过零伏时才被禁用。在第四阶段结束 时，计数器160中的值是A至D转换结果，其为电容式感测系统10的输出。积分器120的放电阶段(第四阶段)持续时间随ADC输入信号而变化，并且积分 器120因此不能被用以对参考全量程幅度进行积分。积分器130被用以在激励信号周期的 整数倍上对全量程参考信号进行积分。在范例应用中，积分阶段的持续时间如下第一阶段 (偏移电压积分)为100微秒；第二阶段(参考电压积分)为100微秒；第三阶段(测量信 号积分)为200微秒；第四阶段(放电)高达100微秒。这导致大约500微秒的总转换时 间。输出自计数器160的转换结果Cadc由下面的等式表示
T CCADC=NFS-^-f-(6)
iI ^rNfs是全量程编码。全量程编码是ADC输出上的数字值，其对应于在输入电容范围 高端上的输入电容。Ti是积分器时间常数。Ti是积分器130的时间常数。T2是参考电压积 分阶段的持续时间，该阶段与以上所述的第二阶段是同一阶段。Cx是测量的感测的电容。 Cr是参考电容。输出自ADC 50的转换结果独立于模拟前端增益。在ADC输入(或解调器输出) 上的DC分量与输入电容成正比，但比例常数，或增益，不确切知晓并且可以随温度、电源电 压等而改变。等式(6)表明，比例常数不影响转换结果，并且因此其可变性是不相关的。输 出自ADC 50的转换结果还独立于激励信号振幅和激励信号频率。如果全量程误差要被严 格控制，则全量程误差可被缩减，并且其将不会由于激励频率或振幅变动、或者模拟前端增 益的变化而改变。在某些实施方式中，扩频激励信号被用来进一步减小对于电磁干扰的电路敏感 度，以及减小电磁辐射。频谱扩展算法生成扩频激励信号，其只占用指定频带并且在带外几 乎不携带任何能量。在电容式感测系统10中，由于AC信号分量在积分ADC 50中被抑制的 方式，扩频激励信号需要是周期性的，并且ADC积分时间等于激励信号周期的整数倍。如果 扩频激励信号频率在包括以上关于图4B描述的第一、第二、和第三积分阶段的ADC积分阶 段中被连续地上扫和下扫，则这些要求可以得到满足。第四积分阶段具有可变持续时间，并 且因而其持续时间不能够与激励信号周期保持任何固定关系。扩频激励信号的频率通过改 变DDS正弦波发生器70内的频率控制字而被扫描。图5示例说明了在扩频模式中作为时间的函数的范例DDS频率控制字的值。图5 的曲线图示出一种范例实施，其中DDS频率控制字以512个DDS时钟周期的周期被扫描，并 且DDS相位累加器长度等于10位。图6示例说明了由图5的DDS频率控制字的应用所导 致的扩频激励信号的范例频谱图。为了使扩频激励信号为周期性，并且使其具有与DDS频 率控制字扫频周期相同的周期，在DDS正弦波发生器70中在频率控制字扫频周期上的相位
11累加需要是2 π的倍数。这样的条件由图7中所示的频率控制字生成器74来满足。图7 的频率控制字生成器74被包括在DDS正弦波发生器70 (图1)中。在图7的频率控制字生成器74中，扩频频带是通过将扫频的范围作为输入B提供 给累加器1，并且写入频率范围FB的底端作为累加器2中的初始值而被编程的。如果B和 FB值都是偶数，则在DDS正弦波发生器70中在频率控制字扫描上的相位累加是2 π的倍 数。如果B和FB值不都是偶数，那么在DDS正弦波发生器70中在频率控制字扫描上的相 位累加不是2π的倍数。频谱扩展频率控制字生成器生成了严格的周期信号并且允许信号 频率范围的易编程性。如果使用扩频激励信号，则混合解调器30(图1)成为相关器。大体而言，在扩频 模式中，到达混合解调器30的全部两个输入的信号(来自电容至振幅转换器20的输入和 来自DDS正弦波发生器70的输入)可被视为随机噪声。在这种情况下，混合解调器30的 乘法功能的结果是DC分量，其与两个信号间的相关成正比。在该扩频模式中，来自混合解 调器30的输出信号仍包括DC分量，其与输入信号振幅成正比；以及AC分量，其在积分ADC 50中被完全抑制。不言而喻，为电容至振幅转换器、混合解调器、ADC、DDS正弦波发生器、以及频率控 制字生成器而示出的示意图只是为了范例性目的，并且产生相同功能的备选配置也是预料 中的。本发明依据结合细节用促进对本发明的结构和运作的原理的理解的具体实施方 式而被描述。在此，对于具体实施方式
和其中的细节的参考不是为了对本文件所附的权利 要求的范围设限。对于本领域内的技术人员而言，显然能够在不背离本发明的精髓和范围 的情况下在被选择用于示例说明的实施方式中做出修改。
权利要求
一种电容式感测设备，包括a)感测的电容器；b)信号发生器，其被配置用以生成数字本机振荡器信号和激励信号；c)电容至振幅转换器，其被连接到所述感测的电容器和所述信号发生器，其中所述电容至振幅转换器被配置用以根据激励信号将接收自感测的电容器的测量的电容转换为AC信号，所述AC信号具有正比于所述测量的电容的振幅；d)解调器，其被连接到所述电容至振幅转换器以接收所述AC信号并且被连接到所述信号发生器以接收所述数字本机振荡器信号，其中所述解调器被配置用以输出正比于所述AC信号的DC分量，并且用以输出AC分量；以及e)模数转换器，其被连接到所述解调器的输出，其中模数转换器被配置用以输出与正比于测量的电容的DC分量成正比的数字转换值。
2.根据权利要求1所述的电容式感测设备，其中所述激励信号包括扩频激励信号。
3.根据权利要求2所述的电容式感测设备，其中所述信号发生器被配置使得所述扩频 激励信号的激励频率和带宽可以被编程。
4.根据权利要求1所述的电容式感测设备，其中所述激励信号包括正弦激励信号。
5.根据权利要求1所述的电容式感测设备，其中所述信号发生器包括直接数字合成正 弦波发生器。
6.根据权利要求1所述的电容式感测设备，其中模数转换器被配置用以完全抑制输出 自所述解调器的所述AC分量。
7.根据权利要求6所述的电容式感测设备，其中模数转换器包括积分模数转换器，其 具有等于激励信号周期的整数倍的积分周期，从而完全抑制输出自所述解调器的所述AC分量。
8.根据权利要求1所述的电容式感测设备，其进一步包括时钟生成器，其被连接用以 将同一时钟信号提供给所述模数转换器和所述信号发生器。
9.根据权利要求8所述的电容式感测设备，其中所述信号发生器根据所述时钟信号生 成所述数字本机振荡器信号和所述激励信号。
10.根据权利要求1所述的电容式感测设备，其中所述信号发生器被配置用以调节所 述数字本机振荡器信号和所述激励信号间的相位，以补偿电容至振幅转换器中的相移。
11.根据权利要求10所述的电容式感测设备，其中输入到所述解调器的所述AC信号和 所述数字本机振荡器信号的相位是同相的。
12.根据权利要求1所述的电容式感测设备，其进一步包括数模转换器，连接在所述信 号发生器与所述电容至振幅转换器之间。
13.根据权利要求1所述的电容式感测设备，其中所述模数转换器被配置用以对偏移 误差以及对电容式感测设备的传感器增益误差做出补偿。
14.一种转换测量的电容的方法，该方法包括a)对电容进行测量；b)生成数字本机振荡器信号和激励信号；c)根据所述激励信号转换所述测量的电容，以形成具有与所述测量的电容成正比的振 幅的AC信号；d)将所述AC信号与所述数字本机振荡器信号相乘，以形成具有与所述AC信号成正比 的DC分量以及AC分量的解调信号；以及e)将所述解调信号转换为与正比于所述测量的电容的所述DC分量成正比的数字转换值。
15.根据权利要求14所述的方法，其中将所述解调信号转换为所述数字转换完全抑制 所述解调信号的所述AC分量。
16.根据权利要求15所述的方法，其中将所述解调信号转换为数字转换包括等于激励 信号周期的整数倍的积分周期，从而完全抑制所述解调信号的所述AC分量。
17.根据权利要求14所述的方法，其进一步包括使用同一时钟信号来生成所述数字本 机振荡器信号和所述激励信号，以及将所述解调信号转换为所述数字转换值。
18.根据权利要求14所述的方法，其中生成所述数字本机振荡器信号和所述激励信号 包括调节所述数字本机振荡器信号与所述激励信号间的相位，以在转换所述测量的电容的 同时补偿相移。
19.根据权利要求18所述的方法，其中所述AC信号和所述数字本机振荡器信号的相位 是同相的。
20.根据权利要求14所述的方法，其进一步包括在所述电容值的每次测量之前校准偏 移误差和传感器增益误差。
21.根据权利要求20所述的方法，其中所述传感器增益误差和所述偏移误差通过在所 述测量的电容的每次转换之前测量全量程电容和偏移误差而被补偿。
22.根据权利要求20所述的方法，其进一步包括在将所述电容值转换为所述数字转换 值的同时对所述偏移误差和所述传感器增益误差做出补偿。
23.根据权利要求14所述的方法，其中所述激励信号包括扩频激励信号。
24.根据权利要求14所述的方法，其中所述扩频激励信号的激励频率和带宽可以被编程。
25.根据权利要求14所述的方法，其中所述扩频激励信号的频率通过改变用以生成所 述扩频激励信号的频率控制字而被连续地上扫和下扫。
26.根据权利要求14所述的方法，其中所述激励信号包括正弦激励信号。
全文摘要
电容式感测系统被配置用以感测电容值并将感测的电容值转换为数字格式。所述电容式感测系统提供了良好的选择性以及对噪声和干扰的抵抗力，其能够通过启用扩频激励而得到进一步的增强。在某些实施方式中，所述电容式感测系统利用产生限于窄频带的低电磁辐射的正弦激励信号。在某些实施方式中，所述电容式感测系统被配置用以工作在扩频模式中，在其中大部分激励信号功率被携带于分配的带宽中。所述扩频激励信号的激励频率和带宽可以在宽范围内编程，这使得可以避免工作环境中的频率冲突。
文档编号G01R27/26GK101957218SQ201010232298
公开日2011年1月26日 申请日期2010年7月15日 优先权日2009年7月15日
发明者J·A·特特尔瓦克, P·W·卡尔索夫 申请人:马克西姆综合产品公司