专利名称：电子式电能计和功率关联量运算电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及测量电能的电子式电能计和功率关联运算电路，尤其涉及能运算有功功率、有功电能、无功功率、无功电能、视在功率、失真功率、电流有效值、电压有效值、电流和电压的相位差、以上诸项的各高次谐波值等功率关联量的电子式电能计和功率关联量运算电路。
背景技术：
已有例11有的电子式电能计，例如参照日本国专利3080207号，做成其中作为将电压传感器(PT)和电流传感器(CT)测量的电压和电流的模拟量变换成数字值的装置，具有第1和第2逐次比较型AD变换器，并由乘法器对这些数字输出(电压和电流)进行运算后，得到功率W。
第1、第2逐次比较型AD变换器通常对模拟输入信号将输出量化成以相等的分辨率离散增加的数字值，因而为了对低电平输入信号取得绝对数字变换精度，需要高分辨率的逐次比较型AD变换器。
另一方面，作为提高数字变换精度的方法，公知的方法是提高第1、第2逐次比较型AD变换器的采样频率(“升频采样”)。例如，将采样频率提高到根据奈奎斯特定理决定的频率的128倍的频率时，量化噪声扩散到宽大的频带，因而各频率分量的矢量电平降低，改善信号频率分量的噪声电平。这种情况等效于使第1和第2逐次比较型AD变换器的分辨率提高几位。
然而，为了用上述已有例1取得高精度电子式电流计，需要高分辨率的第1和第2逐次比较型AD变换器和输入多位的乘法器，因而电路结构复杂，导致成本提高。尤其在希望单片IC化，以实现批量生产时，成为非常不利的条件。
已有例2上述日本国专利3080207号中，作为解决上述问题用的1个例子，揭示的方法是用积分器分别对电流和电压进行积分后，通过比较器输出数字值，同时将该数字输出加以延迟，并将D/A变换所得的值反馈到上述积分器的输入端。
这种情况具有利用升频采样频率分别量化所述电流和电压的第1和第2Δ-∑AD调制器、利用数字滤波器分别对量化电流和电压进行移动平均的第1和第2移动平均处理装置、将移动平均处理后的电流和电压相乘并求出功率值的乘法装置以及累计利用乘法求得的功率值的累计装置。
这样，根据已有例2，能大幅度减小低频段噪声。即，与逐次型AD变换器时相比，AD变换器的有效输出位实质上增加，因而能用简单的电路结构取得高精度电子式电能计，尤其在单片IC化时，能使电路简易化。
然而，如上文所述，已有的电子式电能计，由于要求实时测量(或显示)电能，每一采样定时(AD变换器采样频率固定)直接将电流和电压相乘，以运算电能。又通过低通滤波器取得奈奎斯特频率以上的高频分量输入信号(电流和电压)，以运算电能。这样算出的电能是基波和高次谐波合成的电能，不能仅测量基波或仅测量高次谐波。也不能测量无功功率和高次谐波无功功率。
此外，近年的功率设备中，很多使用可控硅和逆变器，往往电流中包含高次谐波，因而要求各种含高次谐波的功率关联量的测量。
这里，如果应用检测出高次谐波分量的公知傅里叶变换进行运算，则已有的电能计，逻辑上也可认为能测量高次谐波分量。然而，AD变换器的采样频率不是电源频率的自然数倍，因而相邻次数(傅里叶变换结果，K次谐波分量成为K+1次谐波分量)也包含电流和电压的傅里叶变换值。
因此，为了得到高次谐波分量，使AD变换器采样频率固定，需要采用电源频率的高次谐波修正运算。为了该修正运算，不仅需要检测电源频率，而且对运算本身也有要求，因而尤其是作为要求实时性的电子式电能计，需要高价的处理器(CPU)。
这时，作为与电子式电能计用途不同的组成部分，需要与装有高速采样频率的AD变换器和高运算速度处理器的高精度且高价的测量设备相同的组成部分，因而作为民用品通用的电子式电能计中不能采用。
另一方面，举利用使用已有例1的逐次AD变换器升频采样进行测量时(或采用已有例2的Δ-∑AD变换器时)为例，则升频采样频率为几百kHz～几十MHz(＞＞几kHz)，而CPU的输出时钟分辨率却为几MHz～几十MHz，因而不能从COU高精度控制采样频率。
此外，如发明人等先前提出的专利申请(PCT2002JP00045未公开)所记载，利用希耳伯特变换使电流旋转，则能运算基波的有功功率和无功功率等。然而，用同一希耳伯特变换器能旋转90度的频率范围窄(基波下能旋转90度的希耳伯特变换器高次谐波旋转偏离90度的角度)，因而难以用1个希耳伯特变换器求出基波以外的无功功率。
已有的电子式电能计和功率关联量运算电路如以上那样组成，为了用已有例1的电子式电流计取得高精度，需要高分辨率的第1和第2逐次比较型AD变换器和输入多位的乘法器，因而存在电路结构复杂，导致成本提高的问题。
已有的电子式电能计每一取样定时直接将电流和电压相乘，以运算电能，算出基波和高次谐波合成的电能，因而不能仅测量基波或高次谐波，而且也不能测量无功功率和高次谐波无功功率。存在问题。
要用公知的傅里叶变换测量高频成分时，AD变换器的采样频率不是电源频率的自然数倍，相邻阶次也包含傅里叶变换值，需要采用电源频率的高次谐波修正运算，因而要有高价的处理器，存在通用电子式电能计中不能采用的问题。
利用使逐次AD变换器升频采样进行测量时或采用Δ-∑AD变换器时，由于升频采样频率非常高(几百kHz～几MHz)，用CPU输出时钟的分辨率(几MHz～几十MHz)不能高精度控制采样频率，不能不需要按电源频率的自然数倍跟踪AD变换器的采样频率，并进行修正运算。存在问题。
利用希耳伯特变换使电流旋转，以运算基波的有功功率和无功功率时，由于用同一希耳伯特变换器能旋转90度的频率范围窄，存在不能用1个希耳伯特变换器求基波以外的无功功率的问题。
本发明是为解决上述问题而完成的，其目的在于提供采样频率控制精度提高并且可高精度地取得电能的电子式电能计和功率关联量运算电路。
本发明又一个目的是提供结构简单、不仅能测量基波电能而且能测量高次谐波电能的电子式电能计和功率关联量运算电路。
本发明的目的尤其是提供能高精度而且含高次谐波地测量查看电源效率所需的无功功率并且高精度取得成为功率有效利用的指标的功率因数的电子式电能计和功率关联量运算电路。

发明内容
本发明的电子式电能计，包括将表示电路(电源线路)的电流和电压的测量信号变换成数字值并收入用的AD变换器，以及包含根据该数字值运算电源线路的电能用的电能运算装置的微处理器，其中具备检测电源线路的电源频率的电源频率检测装置，以及与微处理器的时钟电路分开设置并且根据电源频率控制AD变换器的采样频率的采样频率控制装置。因此，能提高采样频率控制精度，高精度地取得电能。
采样频率控制装置结构上做成控制采样频率，使采样频率为电源频率的自然数倍，电能运算装置包含运算高次谐波电能用的高次谐波运算部。因此，能用简单的结构测量基波和高次谐波的电能。
采样频率控制装置结构上做成控制采样频率，使采样频率为电源频率的2的n次幂、n为自然数，电能运算装置包含高速傅里叶变换装置，利用高速傅里叶变换(FFT)运算高次谐波电能。因此，能使运算高速化，实时性优良。
AD变换器由需要升频采样的Δ-∑型AD变换器组成，因而精度高且适合于单片IC化。
采样频率控制装置，包含检测电源频率上升或下降的零交叉点的零交叉点检测装置，以及电源相位差检测装置，该检测装置在电源频率上次(上1个)的上升或下降零交叉点后经过1个周期的时刻，从电源频率的AD变换值检测出电源频率迟后或超前，作为电源相位差，还具有根据电源相位差控制AD变换器的采样频率的装置。因此，能使CPU负荷小，而且结构简单。
采样频率控制装置，包含检测电源线路的电压绝对相位的绝对相位检测装置，在电压的上次绝对相位后经过1个周期的时刻检测绝对相位迟后或超前作为电压相位差的电压相位差检测装置，以及根据电压相位差控制AD变换器的采样频率的装置。因此，能抑制白噪声的影响。
电压相位差检测装置将0度、90度、180度或270度的绝对相位作为基准，因而能加宽调整范围。
结构上做成采样频率控制装置，具有补偿AD变换器的采样频率的采样频率补偿装置，采样频率补偿装置包含求上采样频率的控制量的控制量运算装置，将采样频率的控制量加以D/A变换后输出的D/A变换装置，以及使D/A变换装置的输出电压偏置的偏置装置，偏置装置使电源线路的规定频率侧偏置规定电压。因此，能使用简单而且位数少的D/A变换装置。
设置从外部调整所述规定电压用的偏置电压调整装置，因而能用于各种电路，而且能使用简单且位数少的D/A变换器。
电能运算装置，包含封装电源频率的1周期份额的电压和电流测量信号的AD变换数据封装装置，对AD变换数据封装装置封装的数据进行傅里叶变换并且运算第1功率值的功率运算装置，检测封装1周期份额电压和电流所需封装时间的封装时间检测装置，在各封装时间保持第1功率值的同时每产生规定运算周期的采样指令输出第1功率值作为第2功率值的功率输出装置，以及累计第2功率值并且所述第2功率值的累计值每次达到规定值时输出电能脉冲的电能脉冲输出装置。因此，能满足实时性。
电能运算装置，包含封装电源频率的1周期份额的电压和电流测量信号的AD变换数据封装装置，对AD变换数据封装装置封装的数据进行傅里叶变换并且运算各高次谐波的功率关联值(电流、电压、有功功率、无功功率)和功率关联值的相位差的功率运算部，以及相位补偿装置，该补偿装置通过旋转运算，使功率关联值的相位差成为被测量方的真实功率关联值相位差，对1周期份额的电流或电压进行补偿。因此，能提高测量精度。
本发明的功率关联量运算电路，包括将表示电源线路的电流和电压的测量信号变换成数字值并收入用的AD变换器，按1周期份额封装数字值的AD变换数据封装装置，对AD变换数据封装装置封装的数据进行傅里叶变换的傅里叶变换装置，根据傅里叶变换装置的变换结果运算功率关联量的功率关联量运算装置，根据电流或电压的频率运算AD变换器的采样频率补偿量的采样频率补偿装置，以及将随补偿量变化的采样频率输出到AD变换器的压控振荡器。因此，能提高采样频率控制精度，高精度地取得电能。
如上述电路结构那样，本发明用将AD变换的采样频率跟踪到电源频率的L倍(L为自然数)的采样频率补偿装置和压控振荡器(VCO)高精度地控制AD变换器的采样频率，因而高精度地取得功率关联量。尤其能以包含高次谐波的方式高精度地测量掌握电源效率所需的无功功率，并能高精度地取得成为功率有效利用的指标的功率因数。


图1表示本发明实施形态1的功率关联量运算逻辑的说明图，其中将电压和电流的矢量图作为例子示出。
图2表示本发明实施形态1的电子式电能计关键部分电路组成的框图。
图3表示本发明实施形态1的电子式电能计的电源频率变化时基波电压的游动的说明图。
图4表示本发明实施形态1的电子式电能计中电源电压零交叉点和采样起点的说明图。
图5表示本发明实施形态2的电子式电能计关键部分电路组成的框图。
图6表示本发明实施形态2中将AD变换器的采样频率跟踪到电源频率的自然数倍用的补偿处理的说明图。
图7表示本发明实施形态3的电子式电能计的采样起点的说明图。
图8表示本发明实施形态4的电子式电能计关键部分电路组成的框图。
图9表示利用本发明实施形态4的电子式电能计使VCO控制电压偏置的运作例的说明图。
图10表示可利用本发明实施形态4的电子式电能计进一步调整VCO控制电压的电压加法电路的组成框图。
图11表示本发明实施形态5的电子式电能计关键部分电路组成的框图。
图12表示本发明实施形态5的电子式电能计的电能脉冲输出的时序图。
图13表示本发明实施形态6的电子式电能计关键部分电路组成的框图。
实施发明的最佳形态实施形态1下面说明本发明的实施形态1。
本发明与已有的电子式电能计的运算不同，利用对1周期份额的数据进行傅里叶变换(FFT为佳)，运算电能等。
首先，简单说明本发明实施形态1用的运算逻辑。
AD变换器的采样频率为电源频率的自然数倍时，可利用傅里叶变换测量以下的功率关联量。
使AD变换器的采样频率为电源频率的L倍(L为自然数)，高次谐波为n次。n＝0时，为直流(DC)分量；n＝1时，为基波(1次谐波)。这时，用下面的式(1)表示利用傅里叶变换能得到的最大高次谐波H。
H＝floor(L/2) (1)其中，式(1)中，floor()是将小数点以下舎去的函数，因而H是自然数。
对AD变换得到的L点的数据进行傅里叶变换，则可得从直流分量到H次谐波分量的带有振幅和相位信息的复数值。使对电压和电流的AD变换数据L点进行傅里叶变换所得到的n次谐波复数值分别为Vn_cmp、In_cmp，则可将其用以下的式(2)、式(3)表示。
Vn_cmp＝Vn_re+j·Vn_im (2)In_cmp＝In_re+j·In_im (3)其中，式(2)、式(3)中，j为虚数单元，“·”为乘法符号。Vn_re、Vn_im、In_re、In_im为实数。下面，傅里叶变换后的值是用有效值归一化的值。
这里，用以下的式(4)求n次谐波的有功功率Wn。
Wn＝Vn_re·In_re+Vn_im·In_im(4)用以下的式(5)求包含全部高次谐波的功率W。
W=Σn=0HWn---(5)]]>这里，用以下的式(6)求n次谐波的无功功率varn。
Varn＝Vn_im·In_re-Vn_re·In_im (6)这时，无功功率为正，则电流对电压迟后；无功功率为负，则电流对电压超前。此外，用以下的式(7)求包含全部高次谐波的无功功率。
Var=Σn=0HVarn---(7)]]>用以下的式(8)求n次谐波的电压有效值Vrmsn。
Vrmsn=Vn_re·Vn_re+Vn_in·Vn_im---(8)]]>用以下的式(9)求包含全部高次谐波的电压有效值Vrms。
Vrms=Σn=0HVrmsn---(9)]]>用以下的式(10)求n次谐波的电流有效值Irmsn。
Irmsn=In_re·In_re+In_im·In_im---(10)]]>用以下的式(11)求包含全部高次谐波的电流有效值Irms。
Irms=ΣN=0HIrmsn---(11)]]>用以下的式(12)求n次谐波的视在功率VAn。
VAn＝Vrmsn·Irmsn(12)用以下的式(13)求包含全部高次谐波的视在功率VA。
VA＝Vrms·Irms (13)
如果电源电压和电流仅存在基波，则有功功率W、无功功率和视在功率VA的关系满足以下的式(14)。
VA=W·W+Var·Var---(14)]]>然而，存在高次谐波时，上述式(14)不成立，存在失真功率。用以下的式(15)求失真功率D。
D=VA·VA-W·W-Var·Var---(15)]]>失真功率D是正实数，不为负值。
傅里叶变换所得到的n次谐波电压和电流复数值Vn_cmp和In_cmp作为矢量图，如图1所示。图1中，横轴为实轴，纵轴为虚轴。
图1中，θ为复数值Vn_cmp的绝对相位，φ为复数值In_cmp的绝对相位。这里，绝对相位的基准是横轴的正向，反时针方向表示超前(正)，顺时针方向表示迟后(负)。
将复数值Vn_cmp作为基准，Vn_cmp与In_cmp的相位差(φ-θ)为Phase_VnIn，则用以下的式(16)求相位差Phase_VnIn。
if varn＞＝0Phase_VnIn＝-arcos(Wn/VAn)(16)elsePhase_VnIn＝arccos(Wn/VAn)相位差Phase_VnIn在电流对电压超前时为“正”，迟后时则为“负”。相位差Phase_VnIn的范围是±180度。
上文中，仅阐述单相2线式，但同样能求单相3线式、三相3线式、三相4线式。从各相求得的值相加后的值和相加所得的功率，利用式(16)可分别求有功功率、无功功率和视在功率与失真功率。
还可重新求各相的电压间的相位。即，首先使A相的n次谐波电压Van_cmp为以下的式(17)。
Van_cmp＝Van_re+j·Van_im(17)又使B相n次谐波电压Vbn_cmp为以下的式(18)。
Vbn_cmp＝Vbn_re+j·Vbn_im(18)这时，用以下的式(19)求以A相为基准的相位差Phase_VanVbn。
Vabn＝Van_re·Vbn_re+Van_im·Vbn_imVabn′＝Van_im·Vbn_re-Van_re·Vbn_imVarmsn=Van_re·Van_re+Van_im·Van_im]]>Vbrmsn=Vbn_re·Vbn_re+Vbn_im·Vbn_im]]>if Vabn′＞＝0 (19)Phase_VanVbn=-arccos(VabnVarmsn·Vbrmsn)]]>elsePhase_VanVbn=arccos(VabnVarmsn·Vbrmsn)]]>式(19)中，Vabn表示ab相间的虚拟有功功率，Vabn’表示ab相间的虚拟无功功率。
即使相位不同的电压和电流，也能用相同的方法算出相位差。
这样，使AD变换器的采样频率为电源频率的自然数倍，则利用傅里叶变换的运算结构能每一高次谐波取得包含高次谐波的全部功率关联量或包含所需高次谐波的功率关联量。
尤其是对全部高次谐波取得无功功率，这点应大书特书。此外，使AD变换器的采样频率为电源频率的2的N次幂倍(N为自然数)，则傅里叶变换的运算能用FFT。因此，通常使AD变换的采样频率为电源频率的自然数倍，而且为2的N次幂倍较佳。
下面说明本发明实施形态1的电子式电能计的具体运作。
这里，作为本发明实施形态1的VCO控制方法说明利用电源电压零交叉点进行锁定的方法。
图2示出本发明实施形态1的电子式电能计的具体电路组成的框图。
图2中，AD变换器1将传感器(图中未示出)检测出的电压V和电流I变换成数字值。AD变换器1的输出端子依次连接AD数据封装装置2、傅里叶变换装置3和功率关联量运算装置4。
AD数据封装装置2封装电源频率的1周期份额的电压和电流测量信号。该装置2具有检测电源线路上的电源频率的功能和检测电源频率上升或下降的零交叉点的装置。
傅里叶变换装置3进行傅里叶变换。功率关联量运算装置4(电能运算装置)作为运算含高次谐波的功率关联量用的高次谐波运算部起作用。
AD变换数据封装装置2封装的数据通过采样频率补偿装置5输入到控制AD变换器1用的压控振荡器(下文记为VCO)。
输入到AD变换器1的电压V和电流I是传感器的输出，不是电源上的物理电压和电流本身，是配合AD变换器1输入的值。AD变换器1的输入端有时设置抗混叠滤波器和用于放大的运算放大器等(图中未示出)。
AD变换数据封装装置2在每一L点汇总电源的1周期份额的AD变换数据。
傅里叶变换装置3每一L点(每一周期)对AD变换数据封装装置2输入的1电源周期份额的AD变换数据(L点)进行傅里叶变换。
功率关联量运算装置4从傅里叶变换运算处理后的电压和电流的复数值运算功率关联量。
采样频率补偿装置5关键从AD变换数据封装装置2输入的数据，控制给VCO6的电压输出，使AD变换采样频率锁定于电源频率的自然数L倍。
VCO6将采样频率补偿装置的电压输出变换成时钟输出。从VCO6到AD变换器1的时钟输出在AD变换器1是逐次AD变换器1时，等于采样频率，而在Δ-∑AD变换器时，等于升频采样频率。但是AD变换器1具有时钟信号分频功能时，VCO6提供分频前的时钟输出。
下面，参照图3和图4的说明图，说明图2所示本发明实施形态1的运作。
首先，根据图3说明采样频率补偿装置5。与图1相同，图3示出由实轴(横轴)和虚轴(纵轴)组成的矢量空间。如图3那样，基波的相位在电源频率迟后时迟后，而超前时超前，所以例子VCO6的AD变换采样频率被控制成基波相位超前时超前，而迟后时迟后。进行这种控制的最简单的方法是反馈控制。
这里，设反馈系数为ε，第m次进行的VCO控制电压为Vcntrl_m，第m次电压基波与第m+1次电压基波的相位差为Ψ(超前为正)，则用以下的式(20)表示第m+1次进行的VCO控制电压Vcntrl_m+1。
Vcntrl_m+1＝Vcntrl_m+εΨ (20)这里，VCO控制电压值越大，时钟频率越高。反馈系数ε(ε＞0)由将适当值用于控制的VCO6和跟踪速度等决定。
作为进行上述式(20)的反馈的误差量，原样使用相位差时，需要求相位用的三角函数运算，使运算量增加，因而将对相位差Ψ具有一一对应且单调增加或单调减少的关系的量用作误差量。采样该误差量Error，则可用以下的式(21)表示上述式(20)。
Vcntrl_m+1＝Vcntrl_m-ε·Error (21)这里，误差量Error在电源频率迟后(相位迟后)时为正值，而电源频率超前(相位超前)时为负值。因此，对相位差单调增加时，符号反相，而单调减少时可将其原来的值用作误差量Error。
为了减少运算量，将误差量Error置换相位以外的量，执行以下有关频率跟踪的处理。
通常利用D/A变换器产生VCO控制电压Vcntrl(采样频率补偿装置5)的电压输出。
这是因为采用例如PWM(脉宽调制)输出时，需要低通滤波器，因而跟踪速度变慢。可在D/A变换前插入低通滤波器，使VCO控制电压Vcntrl不振荡，但这时跟踪速度也变慢。
这里，以最基本的反馈控制为例进行说明，低只要能根据误差量Error决定VCO控制电压，任何反馈都能用。
图4是示出电源频率的说明图，横轴表示时间，纵轴表示电源振幅。
AD变换器1的采样频率为电源频率的k倍(电源频率的自然数倍且2的N次幂倍)时，控制成L点采样所得的1个电压(AD变换值)为上升零交叉点。
这时，如果完全锁定(电压频率无变动)，则电压的AD变换值每次为“0”。然而，AD变换值在电源频率超前时为正值，而迟后时为负值(参考图4)。
误差量Error在90度范围对相位差呈现一一对应且单调增加，因而能使每次选择的采样点的AD变换值为符号反相的值。
但是，为了采样频率的自然数倍的频率或自然数分之一的频率都锁定，必须将VCO控制电压Vcntrl限制为形成1/2倍～2倍采样频率的值。
本发明实施形态1中，将采样频率设定为电压频率的自然数倍且为2的N次幂倍，因而采样频率的1/2倍也锁定。上述式(21)中的反馈量“εError”也需要加以限制。
这里，在电源电压零交叉点上升处锁定采样频率，但也可在下降处锁定，这时采用AD变换值本身作为误差量Error。
如以上那样，通过将AD变换器的采样频率跟踪到电源频率的自然数倍，用傅里叶变换装置3能直接从傅里叶变换结果得到高次谐波分量，因而能用简单的结构测量基波电能和高次谐波电能。
还可在结构上做成使VCO6与采样频率为几kHz、CPU时钟为几MHz的情况组合，AD变换器1就不需要精度特别高，因而单片IC化时芯片面积不大，较佳。
由VCO6控制振荡频率，因而与使用CPU的时钟直接控制AD变换器1的采样频率时相比，能提高控制精度，可高精度地测量高次谐波的电能。
作为AD变换器1，即使采用Δ-∑型的，也能由VCO6对升频采样频率进行微调，因而含电能的功率关联量的测量精度高，而且适合单片IC化。
如以上所述那样，将AD变换器1的采样频率设定为电源频率的自然数倍而且为2的N次幂倍，因而从运算速度的角度看，傅里叶变换装置3使用FFT为佳。
利用上述结构，能测量并运算有功功率、有功电能、无功功率、无功电能、视在功率、失真功率、电流有效值、电压有效值、电流与电压的相位差或这些项目的各高次谐波值等已有技术中不能测量并运算的功率关联量。
例如，能以包含高次谐波的方式，高精度地测量计算电源效率所需的无功功率，并可高精度地取得成为功率有效利用的指标的功率因数。
采样频率补偿装置5可用CPU的运算功能实现，而且上述结构采样频率补偿装置5仅组合VCO6就可实现，因而能使结构简单。
采样频率补偿装置5根据AD数据封装装置2的输出数据，以零交叉点(上升或下降)为基准，进行锁定，因而CPU中不发生复杂的运算，能使结构简单。
利用反馈控制跟踪上述式(21)中的误差量Error，因而跟踪性良好，而且实时性优越。
实施形态2VCO6的控制中，也可将FFT的基波绝对相位锁定在相同位置，图5是示出本发明实施形态2的关键部分电路组成的框图。作为VCO控制方法，该图示出将FFT的基波绝对相位锁定在相同位置的情况。图5中，与上文所述(参考图2)相同的部分在相同符号后标注“A”，省略说明。
这种情况下，傅里叶变换装置与采样频率补偿装置5A和VCO6A连在一起，组成采样频率控制装置，其中包含电源电压绝对相位检测装置以及就绝对相位迟后或超前作为电压相位差检测的装置。
采样频率补偿装置5A根据来自傅里叶变换装置3A的数据，输出对VCO6A的VCO控制电压。
图6是示出本发明实施形态2的将AD变换器1A的采样频率跟踪到电源频率的自然数L倍用的补偿处理的说明图，与上述图1、图3相同，示出实轴(横轴)和虚轴(纵轴)组成的矢量空间。
如上文所述，如果AD变换器1A的采样频率锁定为电源频率的自然数L倍，则电源基波绝对相位每次为相同值，但电源频率迟后时往迟后方向旋转，而超前时往超前方向旋转。
就以下的式(22)表示的情况，考虑基波在FFT运算后的复数值的上次值V1_cmp_pre和当前值V1_cmp。
V1_cmp_pre＝V1_pre_re+j·V1_pre_im(22)V1_cmp＝V1_re+j·V1_im这时，用以下的式(23)求相位差Phase_V1_Error。
Phase_V1_Error]]>=arclan(V1_pre_im·V1_re-V1_pre_re·V1_imV1_pre_re·V1_re+V1_pre_im·V1_im)---(23)]]>这里，相位差Phase_V1_Error的范围是±90度。
设电压振幅每次为大致固定的值，则式(23)的分母可视为常数。式(23)的分子与相位差一一对应，单调减小。因此，使误差量Error为式(23)的分子，则能用以下的式(24)表示误差量Error。
Error＝V1_pre_im·V1_re-V1_pre_re·V1_im (24)这时，如果存在±90度以上的相位差，则符号反相。又由于锁定在采样频率的自然数倍或自然数分之一，需要将VCO控制电压Vcntrl限制为形成1/2倍～2倍采样频率的值。反馈量(εError)也需要加以限制。
通过以上那样组成，本发明实施形态除上述实施形态1(在零点的上升或下降处锁定)的效果外，还具有以下的效果。
即，将傅里叶变换装置进行傅里叶变换(FFT为佳)后的电压(或电流)的相位锁定，因而与上述实施形态1那样在电压波形零交叉点进行锁定相比，在白噪声和高次谐波叠加时提高精度方面优越。
实施形态3
上述实施形态2没有具体谈到绝对相位的基准，但可将FFT的基波绝对相位锁定在0度、90度、180度、270度。
下面说明本发明实施形态3的VCO控制方法。该情况下，固定电压基波坐标的位置(FFT的基波绝对相位)选择为0度、90度。180度或270度。
图7是示出实施形态3的VCO控制运作的说明图，与图1、图3、图6相同，示出由实轴(横轴)和虚轴(纵轴)组成的矢量空间。
首先，考虑锁定在0度的情况。
电源频率迟后时相位迟后，所以上述式(2)中的实数值V1_im为负，而电源频率超前时该实数值为正。
实数值V1_im在±90度范围与相位差一一对应且具有单调增加的关系。因此，能用以下的式(25)表示误差量Error。
Error＝-V1_im (25)这里，与上述实施形态2相同，也需要限制VCO控制电压Vcntrl和反馈量。
利用此方法，能使误差量Error的运算量少于实施形态2时，而且不需要存储上1个(上次)的坐标。
相位差超过±90度时，误差量Error不是单调增加的关系，但符号没有变化。因此，将误差量Error设定成以下的式(26)，则能在±180度范围内使误差量Error对相位差为单调减少的关系。
if V1_re≥0Error＝-V1_imelse if_V1_im≥0Error＝-(2·Vrms1-V1_im) (26)elseError＝-(-2·Vrms1-V1_im)电压基波的有效值Vrms1通常几乎不变，可作为常数处理。利用此方法，能使±90度的反馈范围为±180度。
锁定在90度、180度、270度时，也同样能固定误差量。
即，与上述式(25)相同，能用以下的式(27)表示90度时的误差量Error。
Error＝V1_re(27)能用以下的式(28)表示180度时的误差量Error。
Error＝V1_im (28)能用以下的式(29)表示270度时的误差量Error。
Error＝-V1_re (29)此外，与上述式(26)相同，能用以下的式(30)表示90度时的误差量Error。
if V1_im≥0Error＝V1_reelse if V1_re≥0Error＝·Vrms1-V1_re (30)elseError＝-2·Vrms1-V1_re能用以下的式(31)表示180度时的误差量Error。
if V1_re≤0Error＝V1_imelse if V1_im≥0Error＝2·Vrms1-V1_im (31)elseError＝-2·Vrms1-V1_im能用以下的式(32)表示270度时的误差量Error。
if V1_im≤0Error＝-V1_reelse if V1_re≥0Error＝-(2·Vrms1-V1_re)(32)elseError＝-(-2·Vrms1-V1_re)如以上那样，将FFT的基波绝对相位锁定在0度、90度、180度、270度，除具有上述实施形态2的效果外，还能将±90度的反馈范围扩大到±180度，可使调整范围加大。
实施形态4上述实施形态1～3没有谈到采样频率补偿装置所关联的D/A变换部的位数，但可用位数少的D/A变换器。
图8是示出本发明实施形态4的关键部分电路组成的框图，其中与上文所述(图2、图5)相同的部分在同符号后添加“B”，省略详述。
图8中，仅示出与位数少的D/A变换器关联的采样频率补偿装置5B和VCO6B的外围部。
这时，采样频率补偿装置5B具有位数少的D/A变换器。
采样频率补偿装置5B与VCO6B之间插入衰减器51和加法器52。加法器52与位数少的D/A关联，以设定偏置的VCO控制电压。
加法器52将偏置电压VOFF相加所得的VCO控制电压输出到VCO6B，使VCO控制电压成为电源的规定频率(例如60Hz)。由此，可使D/A变换器的每一位能控制的频率精细。
VCO6B输出的时钟频率大时，为了精细控制采样频率，D/A变换器要求的位数多。因此，D/A变换器输出为“0”时，控制成VCO6B的时钟频率为电源的规定频率(60Hz)。
加法器52将偏置电压VOFF相加，使VCO6B的时钟频率为电源的规定频率。
图9是示出本发明实施形态4的控制运作的说明图，其中示出D/A变换器(采样频率补偿装置5B)的输出电压、衰减器51的输出电压、VCO控制电压和偏置电压VOFF的关系。
如图9示出，以偏置电压VOFF为中心，控制D/A变换器的输出电压，则能抑制D/A变换器要求的位数，可用价廉且小型的D/A变换器高精度地测量功率关联量。
下面说明结构上做成可进一步调整VCO控制电压的情况。图10是具体示出图8中的衰减器5 1和加法器52的组成框图，其中示出结构上做成加法器52可调整偏置电压VOFF的情况。
图10中，衰减器51结构上做成具有对D/A变换器的输出电压进行分压的电阻R1和可变电阻R2，通过调整分压电压，能调整VCO控制电压的控制范围。
加法器52具有对偏置电压VOFF进行分压的电阻R3和可变电阻R4、以及将D/A输出电压的分压电压(衰减器51的输出电压)和偏置电压VOFF的分压电压相加并且输出VCO控制电压的电压加法电路52B。
将可变电阻R2和R4的可变调整部设置在电子式电能计的外部，可从外部任意调整。
利用图10的结构不仅VCO控制电压的范围，而且实际相加的偏置电压，都可调整。
VCO控制电压的范围意指对应于图9中VCO控制电压箭头的长度，对例如8位的D/A变换器分配45Hz～66Hz时的电压范围。
偏置电压VOFF相当于图9中对0V的偏移量(参照箭头号)，这时可任意调整。
即，调整衰减器51中的可变电阻R2，则VCO控制电压的范围变化，而调整加法器52中的可变电阻R4，则电压加法电路52B实际输入的偏置电压变化。
这样，使D/A变换器的控制范围(或偏置电压的偏置量)可变，因而能根据应用的电路高精度地测量功率关联量，而且规定频率变化时，也能用价廉且小型的D/A变换器应对。
实施形态5上述实施形态2～4虽然未具体谈到，但如图11所示，也可在功率关联量运算装置4C的后级设置脉冲输出电能的电能脉冲输出装置7。
图11是示出本发明实施形态5的关键部分电路组成的框图，与上文所述(图2、图5)相同的部分在同一符号的后面添加“C”，省略详述。
这种情况下，电能脉冲输出装置7按固定时钟对运算所得的功率采样，并进行脉冲处理。
电能计中，通常要求按比电源1周期短的间隔对电源脉冲进行输出。
已有的电能计直接将电流I和电压V相乘，进行电能运算，因而容易满足上述电能脉冲输出要求，但本发明中，利用傅里叶变换(FFT)运算每一周期的电流和电压，从该运算结果求电能，因而每一周期输出的电能脉冲不能满足上述要求。
例如，图11中，假设每次FFT运算结果调用功率关联量运算装置4C计算有功功率、无功功率、视在功率等需要的功率。
这时，对每时每刻变化的电源频率用计数器等每一周期保持电源1周期的长度，并将该计数值(电源1周期)与功率值相乘后相加，就能得到电能(功率的时间积分值)。然而，利用这种计算处理，电能脉冲输出装置7只能输出每一电源周期的电能脉冲。
下面说明解决该问题并且改善采用傅里叶变换时的实时性的本发明实施形态5的运作。
图12的时序图示出本发明实施形态5的CPU功率运算和电能脉冲输出运作。图12中，t、t+1、……对应于各处理运作每一执行定时的数据内容。
这时，AD变换数据封装装置2C具有检测在L点进行封装所需的封装时间的功能，功率关联量运算装置4C具有输出每一采样指令运算的功率的功能。
首先，按图12最上部所示的定时，AD变换数据封装装置2C记录在L点进行封装需要的时间(1周期分额的时间)。
接着，CPU利用傅里叶变换装置3C将封装的数据进行傅里叶变换，并利用功率关联量运算装置4C运算功率(第1功率值)(参考图12中的第2栏)。这时，功率运算定时上的各内容数据迟后于数据封装处理定时上的内容(参考第1栏)1周期份额(参考t-1、t、……)。
其次，将L点上进行封装需要的时间(记录时间参考第1栏)和从上述封装数据运算的功率(傅里叶变换后运算的功率参考第2栏)从功率关联量运算装置4C传到电能脉冲输出装置7(参考图12中的第3栏)。
这时，传送到电能脉冲输出装置7的时间(第3栏的单元宽度)随记录时间方式长短变化。各功率输出定时上的内容数据比数据封装时迟后2周期份额(参考t-2、t-1、……)。
CPU按比电源频率的1周期短的固定周期(固定时钟)对传到电能脉冲输出装置7的功率进行采样，并将每次采样的功率(第3栏的值，即第2功率)作为电能相加(参考图12中的第4栏)。
也就是说，图12所示的例子中，各电源频率1周期有约6次的采样，对与同一数据封装对应的功率输出的每次采样将相同值的电能相加。
最后，电能脉冲输出装置7在每次所述电能相加值达到随希望的电能时，输出电能脉冲(参考图12中的第5栏)。
通过以上那样组成电路，能满足实时性要求，同时能高精度地输出电能脉冲。
这时的采样周期越短，能使精度越高，因而希望固定周期(固定时钟)设定得尽可能比电能脉冲输出周期短。
实施形态6上述实施形态5虽然未具体谈到，但也可补偿各高次谐波的电压和电流的相位差。
图13是示出结构上做成可补偿各高次谐波的电压和电流的相位差的本发明实施形态6关键电路组成的框图，与上文所述(图11)相同的部分在同一符号后面添加“D”，省略详述。
图13中，在傅里叶变换装置3D与功率关联量运算装置4D之间插入相位补偿装置8，该装置8通过对电压和电流的绝对值进行旋转运算，补偿每一高次谐波的电压和电流的相位差。
电流传感器(CT等)和电压传感器(PT等)通常影响单元线路的电压和电流的相位。设置在AD变换器1D输入端的模拟电路也影响电压和电流的相位。
因此，为了正确测量电源线路的功率关联量，需要补偿上述模拟电路系统造成畸变的相位。
例如，n次谐波的电压和电流的相位具有图1所示的关系时，电源线路上的相位差为“0”的情况下，可进行电压旋转θ-φ的运算或电流θ-φ的运算，而在电源线路上的相位差不是’0”的情况下，可按其相位差进行旋转运算。
这里，可用以下的式(33)表示对电流进行旋转运算时得到的新电流In_cmp_new。
In_cmp_new＝In_new_re+j·In_new_im (33)这时由以下的式(34)可求新电流In_cmp_new。
In_new_reIn_new_im=cos(φ-θ)-sin(φ-θ)sin(φ-θ)cos(φ-θ)·In_reIn_im---(34)]]>计算功率关联量时，使用新电流In_cmp_new。通过每一高次谐波进行该补偿，能高精度地计算功率关联量。
这里，选择电压或电流作为功率关联量值，对其绝对相位进行旋转运算，以补偿各高次谐波相位差，但也可对功率关联量运算装置4D运算得到的有功功率和无功功率进行旋转运算，这时当然也能得到相同的作用效果。
工业上的实用性如以上那样，根据本发明，能运算有功功率、有功电能、无功功率、无功电能、视在功率、失真功率、电流有效值、电压有效值、电流和电压的相位差、这些项目各高次谐波的值等的功率关联量，因而对不仅面向一般家用而且面向要按时间段管理电能的需求者的电子式电能计和功率关联量运算电路有用。此外，由于也测量无功电能，对不仅面向功率因数管理需求者而且面向使用逆变器等高次谐波产生设备的需求者的电子式电能计和功率关联量运算电路有用。
权利要求
1.一种电子式电能计，包括将表示电源线路的电流和电压的测量信号变换成数字值并收入用的AD变换器，以及包含根据所述数字值运算所述电源线路的电能用的电能运算装置的微处理器，其特征在于，具备检测所述电源线路的电源频率的电源频率检测装置，以及与所述微处理器的时钟电路分开设置并且根据所述电源频率控制所述AD变换器的采样频率的采样频率控制装置。
2.如权利要求1所述的电子式电能计，其特征在于，所述采样频率控制装置控制所述采样频率，使所述采样频率为所述电源频率的自然数倍，所述电能运算装置包含运算高次谐波电能用的高次谐波运算部。
3.如权利要求2所述的电子式电能计，其特征在于，所述采样频率控制装置控制所述采样频率，使所述采样频率为电源频率的2的n次幂，其中n为自然数，所述电能运算装置包含高速傅里叶变换装置，利用高速傅里叶变换运算高次谐波电能。
4.如权利要求1所述的电子式电能计，其特征在于，所述AD变换器是需要升频采样的Δ-∑型AD变换器。
5.如权利要求1所述的电子式电能计，其特征在于，结构上做成所述采样频率控制装置包含检测所述电源频率上升或下降的零交叉点的零交叉点检测装置，以及在所述电源频率上次的上升或下降零交叉点后，经过1个周期的时刻，从所述电源频率的AD变换值检测出所述电源频率迟后或超前作为电源相位差的电源相位差检测装置，根据所述电源相位差控制所述AD变换器的采样频率。
6.如权利要求1所述的电子式电能计，其特征在于，结构上做成所述采样频率控制装置包含检测所述电源线路的电压绝对相位的绝对相位检测装置，以及在所述电压的上次绝对相位后经过1个周期的时刻，检测所述绝对相位迟后或超前作为电压相位差的电压相位差检测装置，根据所述电压相位差控制所述AD变换器的采样频率。
7.如权利要求6所述的电子式电能计，其特征在于，结构上做成所述电压相位差检测装置将0度、90度、180度或270度的绝对相位作为基准。
8.如权利要求1所述的电子式电能计，其特征在于，结构上做成所述采样频率控制装置具有补偿所述AD变换器的采样频率的采样频率补偿装置，所述采样频率补偿装置包含求上采样频率的控制量的控制量运算装置，将所述采样频率的控制量加以D/A变换后输出的D/A变换装置，以及使所述D/A变换装置的输出电压偏置的偏置装置，所述偏置装置使所述电源线路的规定频率侧偏置规定电压。
9.如权利要求8所述的电子式电能计，其特征在于，所述偏置装置具有从外部调整所述规定电压用的偏置电压调整装置。
10.如权利要求1所述的电子式电能计，其特征在于，所述电能运算装置包含封装所述电源频率的1周期份额的电压和电流测量信号的AD变换数据封装装置，对所述AD变换数据封装装置封装的数据进行傅里叶变换并且运算第1功率值的功率运算装置，检测封装所述1周期份额电压和电流所需封装时间的封装时间检测装置，在各所述封装时间保持所述第1功率值，同时每产生规定运算周期的采样指令输出所述第1功率值作为第2功率值的功率输出装置，以及累计所述第2功率值并且所述第2功率值的累计值每次达到规定值时输出电能脉冲的电能脉冲输出装置。
11.如权利要求1所述的电子式电能计，其特征在于，所述电能运算装置包含封装所述电源频率的1周期份额的电压和电流测量信号的AD变换数据封装装置，对所述AD变换数据封装装置封装的数据进行傅里叶变换，并且运算各高次谐波的功率关联值和所述功率关联值的相位差的功率运算部，以及相位补偿装置，该补偿装置通过旋转运算，使所述功率关联值的相位差成为被测量方的真实功率关联值相位差，对所述1周期份额的电流或所述电压进行补偿。
12.一种功率关联量运算电路，其特征在于，包括将表示电源线路的电流和电压的测量信号变换成数字值并收入用的AD变换器，按1周期份额封装所述数字值的AD变换数据封装装置，对所述AD变换数据封装装置封装的数据进行傅里叶变换的傅里叶变换装置，根据所述傅里叶变换装置的变换结果，运算功率关联量的功率关联量运算装置，根据所述电流或所述电压的频率，运算所述AD变换器的采样频率补偿量的采样频率补偿装置，以及将随所述补偿量变化的采样频率输出到所述AD变换器的压控振荡器。
全文摘要
本发明用将AD变换的采样频率跟踪到电源频率的L倍的采样频率补偿装置和压控振荡器(VCO)，高精度地控制AD变换器的采样频率，因而高精度地取得功率关联量。尤其能以包含高次谐波的方式、高精度地测量掌握电源效率所需的无功功率，并能高精度地取得成为功率有效利用的指标的功率因数。
文档编号G01R21/00GK1493002SQ0280548
公开日2004年4月28日 申请日期2002年3月25日 优先权日2002年3月25日
发明者黑田淳文, 新土井贤, 近藤桂州, 州, 贤 申请人:三菱电机株式会社