专利名称：一种电压过零检测电路及具有该检测电路的dc-dc转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种模拟集成电路，特别的涉及一种对电路的电流或电压过零点起检 测作用的模拟集成电路及其应用。
背景技术：
同步整流是采用通态电阻很低的功率MOSFET来取代整流二极管以降低整流损耗 的一项技术，能大大提高变换器的转换效率。同步整流DC-DC转换器是一种常用的电源IC， 具有输出电流大、转换效率高的优点，是便携式产品的首选供电系统之一。在非连续模式(DCM)下，当同步整流管导通时，此时电感电流线性下降，当电流下 降到零时，如果同步整流管依然导通，则输出电容可能通过同步整流管将电流倒灌至地，从 而极大程度上降低了电源的转换效率。同步整流技术的核心问题是同步整流管的驱动问题，即当电流下降到零时，驱动 同步整流管关断，从而防止输出电容通过同步整流管将电流倒灌至地，降低电源的转换效 率。常用的电流驱动同步整流器通过检测流过同步整流管的电流，确定是否开通还是关断 同步整流管，当同步整流管导通且电流从同步整流管的源极流向漏极时，检测功率MOSFET 的电流，得到同步整流管的驱动信号；当电流降低为0或反向时，同步整流管关断。因此，同 步整流管的过零检测是产生同步整流管驱动信号的决定因素。已有的同步整流管的电压/ 电流过零检测电路有两种一种是电阻检测法，即在同步整流管支路上串联一个小电阻，通 过检测电阻上的压降来检测电流过零点，由于电阻在电路中会引起损耗，因此电阻需要做 的很小，但是这样就会导致检测信号变得很弱，使得控制电路的抗干扰性比较差，而且电阻 无论如何都会引入损耗，尤其是在低电压大电流的情况下，这种方法变得很不实用。同时由 于该电阻必须外接，使得这种方法的集成很困难。另一种电流过零检测电路方法是电流变 压器检测法，即在主电路中引入电流变换器的方法，将电流信号转换成电压信号，再将此电 压信号进行处理复杂方法，获得用于控制的电压信号。此方法的缺点是复杂、昂贵、体积大、 不易集成。

发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种电压过零检测电路及该电路在同步整流 DC-DC转换器中的应用，该电压过零检测电路不仅具有可靠的过零检测功能，而且成功地解 决了传统的电流检测电路中的可靠性、功耗、集成度等问题。为解决上述技术问题，本发明提出了一种电压过零检测电路，该电路包括PMOS管 mi、m2、m3，匪OS管m5、m6、MsQ、Msl，基准电流源I。，电阻Rtl及一反相器，其中，PMOS管m2与NMOS 管m5、PMOS管Hi1和基准电流源Itl分别串联于电源电压端和地之间，PMOS管m3和NMOS管m6 及电阻Rtl串联后的支路一端接电源电压，另一端接NMOS管Mstl和Msl的漏极，NMOS管Ms0的 源极接所述电压过零检测电路的一输入电压Vsw、栅极接一输入控制信号Vdin ；输入控制信 号Vdin经所述反相器后接NMOS管Msl的栅极、NMOS管Msl的源极接地；PMOS管nip m2、m3镜像连接，NMOS管m5、m6镜像连接，由NMOS管m6的漏极得到所述电压过零检测电路的输出控 制信号。所述NMOS管Mstl和Msl为开关管。所述电阻Rtl的阻值可根据所述电压过零检测电路的输出控制信号超前于所述电 压过零检测电路输入电压Vsw达到零电压值的时间调节。该检测电路还包括一 PMOS管m4和一 NMOS管m7组成的串联支路，连接于NMOS管m6 的漏极和所述电压过零检测电路的输出控制信号之间，其中NMOS管m6的漏极输出至NMOS 管％的栅极、匪05管％的漏极接所述电压过零检测电路的输出控制信号；且该串联支路一 端接电源电压，另一端接地；PMOS管m4与PMOS管m3的栅极相连。本发明还提出了一种电压过零检测电路，该检测电路包括PMOS管!^、叫、!^、!^、!^、 m10、m12，NMOS管m5、m6、Ms0, Msl，两个相同的基准电流源，电阻Rtl及一反相器，其中，PMOS管 m12和一基准电流源、PMOS管m8和PMOS管Hi1及另一基准电流源、PMOS管m9和PMOS管m2 及NMOS管m5分别串联于电源Vdd和地之间，且PMOS管m8的栅极接PMOS管Hi1的源极，PMOS 管m12的栅极漏极相连，NMOS管m5的栅极漏极相连；PMOS管m1Q、m3和NMOS管m6及电阻R0 串联后的支路一端接电源电压，另一端接NMOS管Mstl和Msl的漏极，NMOS管Mstl的源极接所 述电压过零检测电路的一输入电压Vsw、栅极接一输入控制信号V。kn ；控制信号V-经所述反 相器后接NMOS管Msl的栅极、NMOS管Msl的源极接地；PMOS管mp m2、m3、m12的栅极均相连， PMOS管m8、m9、m10镜像连接，匪OS管m5、m6镜像连接，由匪OS管m6的漏极得到所述电压过 零检测电路的输出控制信号。所述NMOS管Ms(l、Msl为开关管。且所述电阻Rtl的阻值可根据 所述电压过零检测电路的输出控制信号超前于所述电压过零检测电路输入电压Vsw达到零 电压值的时间调节。所述检测电路还包括PMOS管mn、m4和NMOS管m7组成的串联支路，连接于NMOS管 Hi6的漏极所述电压过零检测电路的输出控制信号之间，其中匪05管!116的漏极输出至NMOS 管％的栅极、匪05管％的漏极接所述电压过零检测电路的输出控制信号；且该串联支路一 端接电源电压，另一端接地；PMOS管mn与PMOS管m1Q镜像连接，PMOS管m4的栅极与PMOS 管％的栅极相连。本发明还提出了一种具有电压过零检测电路的DC-DC转换器，包括功率管mp、同 步整流管mn，电感L、电容C。ut，电源电压，反馈控制回路，其中，功率管mp和同步整流管mn 串联于电源电压和地之间，同步整流管mn的漏极电压Vsw经电感L后的输出电压V。ut经电 容C。ut到地，且该输出电压V。ut还输入至反馈控制回路，该反馈控制回路输出两个控制信号 Vckp和V。kn分别控制功率管mp和同步整流管mn的栅极，该DC-DC转换器还包括上述任一种 电压过零检测电路，其中，同步整流管mn的漏极电压作为所述电压过零检测电路的输入电 压Vsw，所述反馈控制回路输出的一控制信号Vdin作为所述电压过零检测电路的输入控制信 号，且该电压过零检测电路的输出控制信号输入至所述反馈控制回路。所述电压过零检测电路的输出控制信号与经所述反馈控制回路后得到的控制信 号V。to反向。本发明一种电压过零检测电路应用于DC-DC转换器的有益效果表现在为防止由 于电压过零检测电路输出的控制信号经反馈控制回路时导致的延时对电路的影响，本发明 通过简单的电路平衡了反馈控制回路等相关逻辑电路的延时，当电压过零时，本发明所述 电压过零检测电路能够及时关闭同步整流管，既节省了成本，又提高了可靠性，防止了输出电容通过同步整流管将电流倒灌至地，从而极大程度上提高了电源的转换效率；另一方面， 本发明所述电路结构简单，可有效节省面积，更适用于便携式产品。


图1是具有电压过零检测电路的同步整流DC-DC转换器的结构示意图；图2是本发明现有的过零检测电路中控制信号延时于电压过零点的波形示意图；图3是本发明实施例一所述的电压过零检测电路的电路结构图；图4是本发明所述电压过零检测电路输出控制信号经反馈控制回路后的控制信 号与输入电压过零点一致时的波形示意图；图5是本发明实施例二所述的电压过零检测电路的电路结构图；图6是本发明实施例三所述的电压过零检测电路的结构图；图7是本发明实施例四所述的电压过零检测电路的结构图。
具体实施例方式以下结合附图对本发明的具体实施方式
进行详细说明。如图1所示为带电压过零检测电路的同步整流DC-DC转换器的结构示意图，该结 构包括功率管mp，同步整流管mn、电感L、输出电容C、反馈控制回路及本发明所提出的电压 过零检测电路，其中，功率管mp和同步整流管mn串联于电源电压和地之间，同步整流管mn 的漏极电压Vsw经电感L后的输出电压Vout经电容C。ut到地，且该输出电压V。ut还输入至反 馈控制回路，该反馈控制回路输出两个控制信号Vdtp和Vdin分别控制功率管mp和同步整流 管mn的栅极。同步整流管mn的漏极电压作为所述电压过零检测电路的输入电压Vsw，所述 反馈控制回路输出的一控制信号V。kn作为所述电压过零检测电路的输入控制信号，且该电 压过零检测电路的输出控制信号输入至所述反馈控制回路。当功率管mp导通、同步整流管mn截止时，电源电压对输出电容C。ut进行充电，输 出电压Vout上升；而当功率管mp截止、同步整流管mn导通时，同步整流管mn对输出进行 续流，且续流电流线性减小。在非连续模式(DCM)下，当电压过零检测电路接入电路，同步 整流管mn导通时，此时电感L电流线性下降，当电流下降到零时，如果同步整流管mn依然 导通，则输出电容C。ut可能通过同步整流管mn将电流倒灌至地，从而极大程度上降低了电 源的转换效率。为了防止输出电容通过同步整流管对地放电，本具体实施方式
所述DC-DC转换器 电路结构中增加了电压过零检测电路，通过检测sw处的电压值来进行判断同步整流管mn 的电流方向和大小，当同步整流管mn的电流降到零时，则关闭该同步整流管mn，否则继续 导通续流。当功率管mp截止，同步整流管mn导通时，此时同步整流管mn给电感L续流，电 流方向为从地到sw，则此时sw的电压小于地电压，即为负电压，当电流降为零时，则此时需 要关闭同步整流管mn，使sw点为高阻态，即在电流降为零时，电压过零检测电路输出一个 控制信号，用来关闭同步整流管mn。其中电压过零检测电路可采用常用的比较器单元，但由于反馈控制回路存在一定 的延时，导致由比较器单元输出的驱动信号到达同步整流管mn时产生一定的延时，如图2 所示，在延时的过程中，电容C。ut将通过同步整流管mn倒灌至地，降低电源的转换效率。
本具体实施方式
提出了四种电压过零检测电路结构。实施例一本实施例一中，电压过零检测电路采用如图3所述电路结构，该结构包括PMOS管 IIi1, m2、m3、m4，匪OS管m5、m6、m7，开关管ms(1、msl，反相器inv、电流源Itl及电阻RQ、电源电压 Vdd,以下结合如图1所示的DC-DC转换器说明本实施例所述的电压过零检测电路的连接关 系及应用于DC-DC转换器的工作原理其中，电流源Itl为基准电流源，给放大器提供偏置电 流，当V。kn为高电平时，同步整流管mn导通，给电感L续流，续流方向从地到整流管mn的漏 极SW，该漏极SW处的电压输入给由PMOS管m3、m4和匪OS管Hi^m7组成的放大器，其中PMOS 管m3和NMOS管m6组成第一级放大器，PMOS管m4和NMOS管m7组成第二级放大器，由于电 流源Itl为基准电流源，本发明中镜像的MOS管尺寸可以相同，也可以成比例，但本实施例以 PMOS管ffll、m2、m3、m4尺寸完全相同，及NMOS管m5、m6尺寸完全相同为例进行说明，则流过 PMOS管mi、m2、m3的电流都为I。，开关管ms(1、msl的导通电阻可以忽略。如图3所示，第一级放大器为典型的共栅极放大器，其直流电压增益如式(1)所示Avl = (gm6+gmb6) (ro3//ro6)+l (1)而第二级放大器为共源级放大器，其直流电压增益如式( 所示Av2 = gm7(ro4//ro7) (2)则两级放大器的总的直流电压增益如式(3)所示Av = [(gm6+gmb6) (ro3//ro6)+l]gm7(ro4//ro7) (3)从式C3)可得，该两级放大器的增益很大，可以放大很微小的信号。当V。kp、Vekn都为低电平时，功率管mp导通，给输出电容C。ut充电，开关管ms(l截止， 开关管msl导通，此时本实施例一所述电压过零检测电路与同步整流管mn漏极sw没有连 接，不影响整个电路；当Vckn, Vckp都为高电平时，同步整流管mn导通，开关管ms(l导通，开关 管msl截止，同步整流管mn给电感续流，方向从地到同步整流管mn漏极sw，则该漏极电压 Vsw为负电压，当|VSW| > ItlX Rtl时，NMOS管m6的源极电压V2为负值，导致NMOS管m6的栅源 电压Vgs6变大，根据饱和区的电流公式(4):Ids = ^nCox ^(Vgs-Vth)2(4)由公式⑷可知，当NMOS管m6的栅源电压Vgs6变大时，NMOS管m6的漏源电流增 大，但PMOS管m3的电流由于镜像而恒定，则PMOS管m3进入线性区，电压V2为高电平，输出 驱动信号Vm*低电平；则驱动信号V。n经反馈控制回路后得到的V。kn仍为高电平，同步整流 管mn继续导通；当同步整流管mn续流到满足|VSW| = ItlXRtl时，此时电压V2为零电平，电 路处于直流工作点状态；当同步整流管mn继续续流到满足|VSW| < ItlXRtl时，则电压V2为 正电压，NMOS管叫的栅源电压Vgs6变小，根据饱和区的电流公式(4)可知，NMOS管叫的漏 源电流减小，NMOS管m6进入线性区，电压V1为低电平，则输出驱动信号Vm为高电平，经反 馈控制回路产生一定的延时后，得到为低电平的V。kn，从而关断同步整流管mn。本实施例一中，驱动信号Vm的变化超前于SW点电压，该超前的时间设定为△ t，当 该超前的时间Δ t与驱动信号V。n经反馈控制回路延时的时间相同时，则同步整流管mn续 流到零时刚好驱动信号Vm传输至同步整流管mn的栅极，使同步整流管mn关闭，从而有效防止输出电容C。ut通过同步整流管mn将电流倒灌至地。如图4所示为同步整流管mn漏极 Sff端电压、驱动信号Vm及同步整流管mn栅极电压Vdin的延时波形示意图。为使驱动信号V。n超前的时间与驱动信号经反馈控制回路的延时一致，本具体实 施方式中通过调节电阻R0的阻值实现，当反馈控制回路的电路结构确定时，则信号经该反 馈控制回路产生的延时则一定，此时调节电阻Rtl的阻值，控制|VSW|续流到等于ItlXRtl的时 间，从而实现超前时间At与反馈控制回路产生的延时相等。实施例二如图5所示为本发明另一电压过零检测电路，该电路结构在如图3所示电压过零 检测电路的基础上增加了 5个PMOS管m8、m9、m1(1、mn、m12和一基准电流源I。，其中PMOS管 m8、PMOS管m9、PMOS管m1(1、PMOS管Hi11镜像连接，且依次分别串联于PMOS管mp PMOS管m2、 PMOS管m3、PM0S管m4的源极和电源Vdd之间，形成折叠电流源结构；PMOS管m12和基准电流 源Iq串联于电源Vdd和地之间，且PMOS管m12的栅极漏极相连，为PMOS管!^、叫、!^、!^提供 偏置电压，保证该4个PMOS管处于深度饱和状态；PMOS管m8的栅极与PMOS管Hi1的漏极相 连，为镜像的PMOS管m8、m9、m1(1、mn提供偏置电流。本实施例二在实施例一的基础上增加一排PMOS管的作用是减小电源电压Vdd的纹 波，使输出信号更稳定，防止电源电压Vdd中的噪声或毛刺引入到控制信号Vm中引起误操 作。实施例三如图6所示为本发明另一电压过零检测电路，该电路在实施例一中所述的电压过 零检测电路的基础上去掉第二级放大器，即去掉PMOS管m4和NMOS管m7，直接由第一级放 大器的输出端V1作为实施例一中的Vm 输出至反馈控制回路，该电路检测过零电压的工 作原理与实施例一所示电路相同，采用一级放大器相比两级放大器增益较小，但电路结构 简单，节省了芯片面积。实施例四如图7所示为本发明的又一电压过零检测电路，其中该电路在如图5所示的实施 例二所述电路结构的基础上去除第二放大器所述支路，即PMOS管m1(l、m3和NMOS管m6，直接 由第一级放大器的输出V1作为V。n输入至反馈控制回路生成控制信号V。kn、νΛρ。该电路检 测过零电压的工作原理与实施例一所示电路相同，但采用一级放大器相比两级放大器增益 较小，但电路结构简单，节省了芯片面积。以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定 本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在 不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的 保护范围。
权利要求
1.一种电压过零检测电路，其特征在于，该电路包括PMOS管Hipn^m3,匪OS管m5、m6、 Ms0, Msl，基准电流源IQ，电阻Rtl及一反相器，其中，PMOS管m2与匪OS管m5、PMOS管Hi1和基 准电流源Iq分别串联于电源电压端和地之间，PMOS管m3和NMOS管m6及电阻Rtl串联后的 支路一端接电源电压，另一端接NMOS管Ms0和Msl的漏极，NMOS管Ms0的源极接所述电压过 零检测电路的一输入电压Vsw、栅极接一输入控制信号V。kn ；输入控制信号V。kn经所述反相器 后接NMOS管Msl的栅极、NMOS管Msl的源极接地；PMOS管ffll、m2、m3镜像连接，NMOS管m5、m6 镜像连接，由NMOS管!116的漏极得到所述电压过零检测电路的输出控制信号。
2.根据权利要求1所述的电压过零检测电路，其特征在于，所述NMOS管Mstl和Msl为开 关管。
3.根据权利要求2所述的电压过零检测电路，其特征在于，所述电阻Rtl的阻值可根据 所述电压过零检测电路的输出控制信号超前于所述电压过零检测电路输入电压Vsw达到零 电压值的时间调节。
4.根据权利要求1所述的电压过零检测电路，其特征在于，该检测电路还包括一PMOS 管m4和一 NMOS管m7组成的串联支路，连接于NMOS管m6的漏极和所述电压过零检测电路的 输出控制信号之间，其中NMOS管m6的漏极输出至NMOS管m7的栅极、NMOS管m7的漏极接所 述电压过零检测电路的输出控制信号；且该串联支路一端接电源电压，另一端接地；PMOS 管!114与？1 )5管1113的栅极相连。
5.一种电压过零检测电路，其特征在于，该检测电路包括PMOS管叫、m2、m3、m8、m9、m10、 m12，NMOS管m5、m6、MsQ、Msl，两个相同的基准电流源，电阻Rtl及一反相器，其中，PMOS管m12和 一基准电流源、PMOS管m8和PMOS管Hi1及另一基准电流源、PMOS管m9和PMOS管m2及NMOS 管m5分别串联于电源Vdd和地之间，且PMOS管m8的栅极接PMOS管Hi1的源极，PMOS管m12 的栅极漏极相连，NMOS管m5的栅极漏极相连；PMOS管m1Q、m3和NMOS管m6及电阻Rtl串联后 的支路一端接电源电压，另一端接NMOS管Mstl和Msl的漏极，NMOS管Mstl的源极接所述电压 过零检测电路的一输入电压Vsw、栅极接一输入控制信号V。kn ；控制信号V-经所述反相器后 接匪OS管Msl的栅极、NMOS管Msl的源极接地；PMOS管!^、叫、!^、!!^的栅极均相连，PMOS管 m8、m9、m1Q镜像连接，NMOS管m5、m6镜像连接，由NMOS管m6的漏极得到所述电压过零检测电 路的输出控制信号。
6.根据权利要求5所述的电压过零检测电路，其特征在于，所述NMOS管扎^⑶^为开关管。
7.根据权利要求6所述的电压过零检测电路，其特征在于，所述电阻Rtl的阻值可根据 所述电压过零检测电路的输出控制信号超前于所述电压过零检测电路输入电压Vsw达到零 电压值的时间调节。
8.根据权利要求7所述的电压过零检测电路，其特征在于，所述检测电路还包括PMOS 管mn、m4和NMOS管m7组成的串联支路，连接于NMOS管m6的漏极所述电压过零检测电路的 输出控制信号之间，其中NMOS管m6的漏极输出至NMOS管m7的栅极、NMOS管m7的漏极接所 述电压过零检测电路的输出控制信号；且该串联支路一端接电源电压，另一端接地；PMOS 管mn与PMOS管m1Q镜像连接，PMOS管m4的栅极与PMOS管m3的栅极相连。
9.一种具有电压过零检测电路的DC-DC转换器，包括功率管mp、同步整流管mn，电感 L、电容C。ut，电源电压，反馈控制回路，其中，功率管mp和同步整流管mn串联于电源电压和地之间，同步整流管mn的漏极电压Vsw经电感L后的输出电压V。ut经电容C。ut到地，且该输 出电压V。ut还输入至反馈控制回路，该反馈控制回路输出两个控制信号V。kp和Vdin分别控制 功率管mp和同步整流管mn的栅极，其特征在于，该DC-DC转换器还包括如权利要求1_10 任一所述的电压过零检测电路，其中，同步整流管mn的漏极电压作为所述电压过零检测电 路的输入电压Vsw，所述反馈控制回路输出的一控制信号Vdin作为所述电压过零检测电路的 输入控制信号，且该电压过零检测电路的输出控制信号输入至所述反馈控制回路。
10.根据权利要求9所述的一种具有电压过零检测电路的DC-DC转换器，其特征在于， 所述电压过零检测电路的输出控制信号与经所述反馈控制回路后得到的控制信号V-反 向。
全文摘要
本发明公告了一种电压过零检测电路，该电路包括PMOS管m1、m2、m3，NMOS管m5、m6、Ms0、Ms1，基准电流源I0，电阻R0及一反相器；还可包括一PMOS管m4和一NMOS管m7组成的串联支路。本发明还公告了一种具有电压过零检测电路的DC-DC转换器，包括功率管mp、同步整流管mn，电感L、电容Cout，电源电压，反馈控制回路；本发明通过简单的电路平衡了反馈控制回路等逻辑单元的延时，既节省了成本，又提高了可靠性，适用于便携式产品的应用。
文档编号G01R19/175GK102128973SQ20101004446
公开日2011年7月20日 申请日期2010年1月19日 优先权日2010年1月19日
发明者刘俊秀, 刘竹, 吴玉强, 石岭 申请人:深圳艾科创新微电子有限公司